第2章
二極管基礎知識：初入江湖

電阻器（簡稱“電阻”）可以說是電子電路中應用最廣泛的基礎元件。我們知道，在電阻兩端施加一定的電壓V后，電阻中就會流過一定的電流I。那么，V與I之間又存在什么關系呢？我們通過實驗，把不同的電壓與對應的電流記錄下來，這樣就可以在平面直角坐標系（電壓為橫坐標，電流為縱坐標）中繪出電阻的V-I關系曲線，也稱其為伏安特性曲線（V-I Characteristics Curve），如圖2.1所示。

很明顯，電阻的伏安特性曲線是一條直線。所以，流過電阻的電流與其兩端施加的電壓是呈正比的，這就是電阻的導電特性。我們把曲線上任意一點的電壓與電流的比值定義為電阻的阻值R（直線斜率的倒數），則有著名的歐姆定律（Ohm’s Law）表達式：

電阻的具體應用有很多，限制回路的電流（簡稱“限流”）就是其中之一。假設圖2.1所示電路中的測試電壓為1V，要求設置回路的電流為1mA，我們就可以根據歐姆定律計算出電阻的阻值應為1V/1mA=1kΩ。反過來，如果已知測試電壓為1V，而電阻的阻值為1kΩ，也可以分析出回路的電流應為1mA。換句話說，我們通過觀察電阻的伏安特性曲線總結出相應的導電特性后，就可以在電子電路分析與設計中合理地使用它了。

同樣的道理，為了能夠合理地使用PN結，我們需要先了解其相應的導電特性。與獲得電阻的導電特性的方式一樣，我們可以在PN結兩端施加一定的電壓并觀察流過的電流，如圖2.2所示。

從圖2.2中可以看到，外接電壓VF的正極接P區，而負極接N區，我們稱這種連接方式為正向偏置（Forward Bias），相應的外接電壓VF可以稱為正向偏置電壓（可簡稱為“正向偏壓”或“正偏電壓”）。“偏置”是電子技術中的行業術語，大家初次接觸可能會有些陌生，它是一種利用直流電壓為電路設置固定直流電流與電壓的廣義稱謂，可以理解為“施加電壓”的意思，它使某個節點偏離原來的電位。簡單地說，就是設置電路的直流電位，相關的術語還有偏置電流、偏置電阻和偏置電路等。

由于VF產生的外電場方向與PN結的內電場方向是相反的，所以外電場起到削弱內電場的作用。此時，PN結的平衡狀態被破壞，P區的多子（空穴）與N區的多子（電子）都會向PN結遷移，前者會與一部分負離子中和，使P區的空間電荷量減少，后者會與一部分正離子中和，使N區的空間電荷量減少。也就是說，此時的空間電荷區會變得更窄一些，擴散作用力會稍大于漂移作用力。但是，我們前面提到過內建電位差V0，如果VF<V0，雖然空間電荷區變窄了，但勢壘區仍然還是存在的，所以PN結所呈現的電阻率仍然比較高，此時其就相當于一個大電阻。

如果把由于擴散作用力而形成的電流標記為ID，把由于漂移作用力而形成的電流標記為IS，那么此時的回路電流IF（Forward Current）就是兩者之差（ID-IS），我們也可以稱IF為“正向偏置電流”。當VF<V0時，ID會稍大于IS，所以IF還是比較小的，也就相當于回路是不導通的。

當VF>V0時，空間電荷區會進一步變窄，這樣勢壘也就越小了，此時的擴散作用力遠大于漂移作用力，P區與N區中能越過勢壘的多子會大大增加而形成擴散電流，相當于被兩個電阻率比較低的雜質半導體連通了，此時回路的正向電流IF是比較大的，如圖2.3所示。

很明顯，正向電流IF主要是由多子的擴散運動而形成的。由于少子形成的漂移電流很小，可以忽略不計。

接下來我們給PN結施加反向偏置電壓VR。如圖2.4所示，由于此時外電場的方向與內電場的方向是一致的，所以空間電荷區會被進一步拓寬。從勢壘的角度來看，多子要通過空間電荷區就更難了，所以擴散電流ID幾乎為零。回路中存在的反向偏置電流主要由漂移電流IS形成，我們使用符號IR來表示（Reverse Current），它也可以表達為ID與IS的差值。很明顯，IR主要是由少子的漂移運動而形成的。由于少子本身的數量很少，所以產生的電流也比較小。

當VR進一步被提升時，雖然空間電荷區理論上會越來越寬、IR會越來越小，但是當VR上升到一定程度時，IR會突然急劇增加，我們把這種現象稱為反向擊穿，把發生反向擊穿現象所需要的偏置電壓稱為反向擊穿電壓（Breakdown Voltage），使用符號VBR來表示。

有人可能會想了：既然反向電場會使空間電荷區進一步變寬，那么阻擋多子擴散的能力就會越強，為什么一下子就好像導通了呢？實際上，當外加的反向電場很強的時候，雖然空間電荷區會變寬，但是仍然存在兩種情況，可能會導致空間電荷區的載流子數目急劇增加，從而引起IR的急劇上升，繼而呈現反向擊穿的現象。

第一種是雪崩效應（Avalanche Effect），它通常發生在摻雜濃度比較低的PN結當中。由于半導體的摻雜濃度比較低，為了最終獲得與多子擴散作用力達到平衡的漂移作用力，空間電荷區需要進一步拓寬而容納更多的正負離子，因此這種PN結的空間電荷區是比較寬的，如圖2.5所示。

當這種PN結施加的反向偏壓持續增大時，空間電荷區還會被進一步拓寬，在外電場的作用下，少子的漂移速度就會相應加快（載流子的動能增大）。由于空間電荷區是很寬的，所以少子在這個區域有一段比較長的路程要跑，而少子在跑的過程中就會被進一步加速，電子運動的速度就會越來越快，正如一直在以恒定加速度行駛的汽車一樣，路程越長，加速時間也就越長，最后汽車的速度也就越快。

載流子在運動的過程當中總是會不斷地與晶格原子或雜質離子進行碰撞，這些高速運動的載流子獲得足夠的動能就可以把束縛在共價鍵中的價電子碰撞出來而產生新的電子空穴對，而新產生的載流子也同樣高速地碰撞其他晶格原子或雜質離子，又產生新的電子空穴對，由此產生的連鎖反應將使得空間電荷區的載流子數量急劇增多，最后回路中的反向電流也就急劇增大了，如同發生雪崩一樣。

第二種是齊納效應（Zener Effect），它通常發生在摻雜濃度比較高的PN結當中。由于半導體的摻雜濃度比較高，為了最終獲得與載流子擴散作用力達到平衡的漂移作用力，只需要很窄的空間電荷區就可以產生足夠的內電場，因此這種PN結的空間電荷區是比較窄的，如圖2.6所示。

摻雜濃度影響空間電荷區寬度的原理，與戰爭中攻擊敵方的堡壘有異曲同工之妙。我們的攻擊力就相當于載流子的擴散作用力，而堡壘的防守力就相當于內電場對載流子的漂移作用力。摻雜濃度低相當于敵方的堡壘越稀疏，我們就可以拿下更多的疆土，空間電荷區也就會更寬，由于兵力總是有限的，所以最終會達到一個平衡狀態。相反，摻雜濃度越高就相當于敵方的堡壘越密集，只要我們攻下距離很短的堡壘就會感到壓力非常大，那么相同的兵力就只能拿下更少的疆土，空間電荷區也就會更窄。

我們同樣與以恒定加速度行駛的汽車來做比較，只不過因為空間電荷區比較窄，路程也比較短，所以最后載流子的速度也并不快。也就是說，載流子與晶格原子或雜質離子發生碰撞的機會比較少。然而，正因為空間電荷區比較窄，只要給PN結施加不大的反向電壓，就能夠建立很強的電場，這足以把空間電荷區中晶格原子的價電子直接從共價鍵中拉出來（破壞共價鍵結構），從而產生電子與空穴對，我們稱為場致激發，這樣也能夠產生大量的載流子，使PN結的反向電流急劇增大，最終呈現反向擊穿的現象。

一般來說，PN結的擊穿電壓小于5V的擊穿機制屬于齊納效應，大于7V的擊穿機制屬于雪崩效應，而介于5V與7V之間則兩種擊穿機制都有可能，甚至可能是兩者的組合。

需要注意的是：這兩種擊穿都是可逆的。如果PN結出現反向擊穿的現象，但是反向電流與反向電壓的乘積沒有超過PN結容許的耗散功率PD（Power Dissipation），也就是PN結沒有因為溫度過高而燒毀，那么把外加反向電壓降低之后，PN結仍然可以恢復到原來的狀態。

我們通過金屬接觸面從合并的雜質半導體引出兩個電極，由P區引出的電極稱為陽極（Anode，A），由N區引出的電極稱為陰極（Kathode/Cathode，K），二極管的基本結構及其原理圖符號如圖2.7所示。

前面討論的給PN結施加正向與反向偏壓的整個過程，可以使用圖2.8所示的PN結的伏安特性曲線來表示。

圖2.8中，Vth表示開啟電壓（Threshold Voltage）或死區電壓，一般硅管約為0.5V，鍺管約為0.1V。當PN結兩端的正向電壓vD<Vth時，外電場還不足以克服內電場對載流子的擴散運動而造成的阻力，繼而使得多子不能夠順利通過空間電荷區，此時PN結呈現的電阻很大，正向電流iD近似為零，我們稱PN結處于截止狀態（Cut-Off State），這與在PN結兩端施加反向偏壓時呈現的小電流是非常相似的。當vD>Vth時，PN結呈現的電阻很小，iD將隨vD的上升而上升，我們稱PN結處于導通狀態（On-State），此時PN結兩端存在一定的正向導通壓降，一般硅管約為0.6V，鍺管約為0.2V（特殊二極管會略有不同，超過2V也是存在的）。

那反向飽和電流IS在哪里呢？實際上，如果把圖2.8所示原點附近的曲線進行放大，會觀察到如圖2.9所示的原點附近的伏安特性曲線。

在原點附近有一個反向飽和電流IS，其值通常在10-18～10-12A之間，且與PN結的面積大小成正比例關系，所以也稱其為比例電流（Scale Current）。而流過PN結的電流iD與施加在其兩端的電壓vD之間存在如下關系式：

對于一個明顯的正向電流iD，它總會遠遠大于IS，所以式（2.2）可簡化為下式：

這個式子說明iD與vD之間近似服從指數函數的關系，其中VT就是我們提到過的熱電壓。而之所以重點提到反向飽和電流，是因為它是一個非常重要的參數，后續會經常涉及。

需要特別注意的是，二極管雖然存在很小的反向電流IR，但仍然遠比IS大得多，IR多出的那部分通常由耗盡區的載流子或泄漏效應而引起，這些因素與PN結的面積大小呈正比例關系。另外，IS與IR的溫度特性也有所不同，前者的溫度每升高5℃，其值增加約1倍，后者的溫度每升高10℃其值增加約1倍。

總的來說，二極管在被施加一定的正向偏壓時呈現導通狀態，而被施加一定的反向偏壓時呈現截止狀態，這就是它的單向導電性，這種特性使得二極管在剛剛步入電路設計領域時就獲得了很廣泛的應用。

二極管最經典的應用莫過于將交流（Alternate Current, AC）轉換為直流（Direct Current, DC），我們稱該轉換過程為整流（Rectifying），相應的電路稱為整流電路，相應的二極管稱為整流二極管。

所謂直流信號，就是大小與方向均不變的信號；而交流信號是方向與幅值的大小均發生變化的信號，如圖2.10所示為直流與交流信號（脈動直流可以認為是直流與交流的疊加）。

家里使用的很多電器（如冰箱、空調、電視機和洗衣機等）會直接使用220V的交流電，然而大多數直接控制電器運行的相關電路只有在直流供電的條件下才能正常工作，所以家用電器的內部通常都會有整流電路。如圖2.11所示為基本的半波整流（Half-Wave Rectifier, HWR）仿真電路。

基本的半波整流仿真電路的結構非常簡單，把整流二極管VD1串聯在輸入交流電壓源VS（峰值為2V，頻率為50Hz，“S”表示“Source”）與負載（Load）RL之間即可。什么是負載呢？如牛拉車，車就相當于負載。用電設備都是消耗能源的負載，我們通常使用一個電阻RL來等效它。

當vs大于0.5V（VD1的死區電壓）時，VD1處于導通狀態且兩端有一定的正向壓降vD，負載RL的兩端即可獲得極性為上正下負的電壓。相反，當vs小于0.5V時，VD1處于截止狀態，整個回路是斷開的，負載RL的兩端沒有電壓，如圖2.12所示為二極管的單向導通特性。

很明顯，RL的兩端只有上正下負的脈動直流電壓，即完成了將輸入交流處理為脈動直流的功能，相應的仿真波形如圖2.13所示。

仿真波形中的V（1）表示節點1的電位，V（2）表示節點2的電位，這些節點與圖2.11所示的仿真電路中連線旁邊的數字是對應的，這也是Multisim軟件平臺對電路網絡節點參數的標記方式，相應地也有電流I（*）和功率P（*）的標記方式。

在對半波整流電路進行仿真時，我們特意將輸入信號源的峰值設置得比較小。從圖2.13中可以看到，由于二極管正向導通壓降的存在，輸出電壓的峰值比輸入電壓的要小約0.6V，也就是有一定的損耗。所以，這種半波整流電路在輸入交流電壓的峰值接近（或小于）二極管死區電壓的場合中并不適用，而是使用運放與二極管構成的精密整流電路比較合適。當然，如果輸入交流電壓的峰值遠大于二極管的死區電壓（如220V的交流電），我們通常會把二極管當作理想的二極管，在這種情況下，可以忽略正向導通壓降引起的誤差。

半波整流電路的輸出效率比較低，輸入交流電壓的負半周對負載RL完全沒有能量貢獻，所以另外一種效率更高的全波整流電路（Full-Wave Rectifier, FWR）應用更加廣泛，如圖2.14所示為全波整流電路。

當輸入交流電壓的正半周到來時，VD1與VD3處于正向導通狀態，負載RL兩端電壓的極性為上正下負；而當輸入交流電壓的負半周到來時，VD2與VD4處于正向導通狀態，負載RL兩端電壓的極性為上正下負，如圖2.15所示為全波整流電路的仿真波形。

從圖2.15中可以看到，輸入與輸出電壓的峰值相差約兩個二極管的導通壓降（約1.6V），但對于峰值為220V的大電壓而言，這點損耗完全可以忽略不計。很明顯，全波整流電路的輸出效率更高，輸出電壓的平均值為半波整流電路的兩倍。雖然全波整流電路使用了4個二極管，相對于半波整流電路貌似成本高一些，但是現如今二極管的價格已經非常低了，而且全波整流電路對后級濾波電路的要求也低一些，所以額外使用兩個二極管還是值得的。

限幅電路與鉗位電路也是二極管的經典應用。限幅電路（Limiting Circuit）將輸入信號的幅值限制在一定的范圍內，以避免因電壓過大而損壞某些元器件。我們先看一個簡單的限幅仿真電路，如圖2.16所示。

當輸入信號的電壓小于0.5V時，VD1截止，此時回路是不導通的，輸出信號等于輸入信號；當輸入信號的電壓大于0.5V時，處于導通狀態的VD1會將輸出電壓限制為一個二極管正向導通的壓降（約為0.6V），如圖2.17所示為限幅電路的仿真波形。

當然，限幅電路具體的變化形式有很多，如可以通過串入多個二極管（或直流電源）調節需要限制的信號幅度，也可以將二極管的極性反過來連接來限制負半周的信號幅度，還可以使用反向并聯的二極管同時限制正負半周的信號幅度，甚至可以將多種方式混合應用，如圖2.18所示為各種不同的限幅電路。

鉗位電路（Clamping Circuit）能夠將輸入電壓偏移到另一個不同的電壓值上，最簡單的鉗位仿真電路如圖2.19所示。

假設初始狀態下的輸入電壓為-10V，此時VD1導通并對電容C1快速充滿電（極性為左負右正），而輸出電壓僅比公共地（0V）低一個二極管壓降。當輸入電壓跳變為+10V時，由于電容兩端的電壓不能突變，它與輸入電壓串聯形成+20V的輸出電壓，此時VD1是截止的，只要RL的阻值不是很小（電容放電的速度很慢），在輸入電壓再次跳變為-10V之前，我們可以認為電容兩端的壓降是不變的，最簡單的鉗位仿真電路的仿真波形如圖2.20所示。

與限幅電路相似，鉗位電路也有很多形式，如用二極管串聯直流電源來調節波形偏移的程度，本文這里不再贅述。需要指出的是，很多讀者容易混淆限幅電路與鉗位電路，它們兩者的區別是前者削掉輸入信號的一部分而對剩余部分不做任何改變，后者對信號不做改變而僅進行一定數值的偏移。

以上討論的是普通二極管的應用，它們都是利用其單向導電特性來實現的。實際上還有一些重要的特殊二極管值得我們注意，如穩壓二極管（簡稱“穩壓管”）就是其中之一，也稱為齊納二極管（Zener Diode），這是以早期從事該領域的一位科學家的名字命名的，穩壓二極管的原理圖符號如圖2.21所示。

穩壓管是一種使用特殊工藝制造的面結合型硅半導體二極管，在實際應用時處于反向擊穿狀態（外加電壓的正端與陰極連接，負端與陽極連接），其典型的應用電路如圖2.22所示。

穩壓管與電阻串聯就構成了最簡單的穩壓電路。需要特別注意的是：輸入電壓是反向施加在穩壓管兩端的。電阻R1用來限制流過穩壓管中的電流（以避免消耗的功率過大導致溫度過高而被損壞），所以也稱為限流電阻。穩壓管之所以能夠穩定電壓，是因為它在擊穿區域具有非常陡峭的伏安特性曲線，如圖2.23所示為其擊穿區域的伏安特性曲線。

從圖2.23中可以看到，只要穩壓管兩端的壓降發生很小的變化（?V），就會使流過的電流發生很大的變化（?I），這個特點可以解釋穩壓電路的工作原理。當輸入電壓VI上升的時候，理論上輸出電壓VO（穩壓管兩端的壓降）也會上升。但是，穩壓管兩端電壓的上升量即便很小，流過其中的電流IZ1也會急劇上升。這樣，流過R1的電流就會急劇上升，從而使R1兩端的壓降急劇增加。最終導致的結果是：雖然輸入電壓上升的變化量比較大，但是R1把大多數電壓上升的變化量分擔了，而穩壓管兩端壓降的變化量卻比較小，從而達到穩定輸出電壓的目的，這個穩壓過程可表示為

VI↑→VO↑→IZ1↑↑→IR1↑↑→VR1↑↑→VO↓

當負載RL的阻值下降的時候，負載電流IRL就會增加，理論上輸出電壓應該也會下降，但是只要穩壓管兩端的壓降下降一點點，流過其中的電流IZ1的下降量反而會更大。由于此時的輸入電壓是不變的，所以流過R1的電流也基本不變。雖然IRL增加了，但是IZ1卻下降了，輸出電壓仍然還是穩定的。也就是說，IRL的上升量來自IZ1的下降量，這個穩壓過程可表示為

RL↓→IRL↑→VO↓→IZ1↓↓（IR1不變）→VO↑

從穩壓過程中可以看到，這種穩壓電路是利用穩壓管電流的自動調節原理來滿足負載電流的改變的，然后與限流電阻R1配合，把輸入電壓的變化轉換成R1兩端壓降的變化，而輸出電壓卻可以幾乎保持不變。

在對穩壓電路進行設計時，需要特別注意限流電阻的取值范圍，從而保證穩壓電路在最壞的條件下也能夠正常工作。那怎么樣才算穩壓電路正常工作呢？我們從圖2.23中可以看到IZK與IZM兩個參數，其中IZK是穩壓管能夠進入穩壓狀態的最小電流，稱為膝點或拐點電流（Knee Point Current），所以限流電阻不宜過大，否則穩壓管將退出反向擊穿狀態，這樣也就不再有穩定電壓的能力了。當然，限流電阻也不宜過小，以避免穩壓管因流過的電流IZ1超過最大穩定電流IZM，導致消耗的功率過大而被損壞，所以使穩壓管正常工作的電流IZ1的范圍為

IZK<IZ1<IZM　（2.4）

我們可以根據兩種最壞的條件進一步推導出限流電阻的計算公式。第一種情況，當輸入電壓最大且負載電阻也最大（負載電流IRL最小）時，流過穩壓管的電流IZ1=IR1-IRL為最大值，此時要保證IZ1<IZM，所以有：

IR1-IRL<IZM　（2.5）

IR1可由輸入電壓減去輸出電壓后再除R1獲得，IRL則為輸出電壓除負載電阻RL，即有：

整理一下，可得到R1最小值的表達式，即

再來看第二種情況，當輸入電壓最小且負載電阻最小時，流過穩壓管中的電流IZ1為最小值，此時要保證IZ1>IZK，同樣展開之后再整理一下就可以得到R1最大值的表達式，即

我們舉一個簡單的電路設計實例：在圖2.22所示的電路中，假設輸入電壓為12V，當輸出電壓等于5V時，從表2.1所示的數據手冊中選擇相應的穩壓管，并計算當輸入電壓的變化范圍是±10%，負載電阻RL在0.5~1.5kΩ之間變化時，限流電阻R1的取值范圍。

順便提一下，IZT是由1/4功率等級時定義的電流，它與穩壓管的額定功耗PZ有如下關系：

PZ=4VZIZT　（2.9）

例如，1N47系列穩壓管的標稱功耗為1W，當標稱穩壓值為5.1V時，其相應的IZT如下：

IZT=PZ/4VZ=1W/（4×5.1V）≈49mA

實際上，本例也可以使用功耗更小的穩壓管（如500mW的1N46系列），但是找了很多數據手冊都沒有IZK的值，取而代之的是一個比較小的IZT的值（250μA）。此時，在這種情況下，只需要在IZT的基礎上留些設計裕量即可確定IZK的值（如1mA）。

言歸正傳，既然我們需要5V的輸出電壓，那么理論上應該選擇標稱值為5V的穩壓管，但是數據手冊中沒有5.0V的穩壓管，因為穩壓管本身是不能做精密穩壓的，它是有一定的偏差的。實際上，數據手冊也暗示了此種穩壓管的精度，如選擇5.1V，那么在實際工作的時候，它可能會是5.0V，也有可能是5.2V，有些數據手冊會直接標出在某個測試電流下標稱穩壓值的最大值與最小值，一般10%和5%的精度是比較常用的。當然，也有2%和1%的精度。

我們可以選擇一個略大于5V的穩壓管，如5.1V的1N4733，它的最大穩定電流IZM=178mA。那這個電流夠不夠用呢？我們使用標稱穩壓值除以負載電阻的最小值，估算一下負載電流的最大值，即5.1V/0.5kΩ≈10mA，所以178mA也是足夠的。

另外，數據手冊中還有一個最大動態電阻ZZT（對應圖2.23中的rZ，其定義為?V/?I），其值一般在幾歐姆到幾十歐姆之間。此值越小,表示穩壓管的穩壓能力相對要好一些。為了闡述動態電阻對穩壓能力的影響，我們可以把穩壓管看作一個直流電源VZ0與動態電阻ZZT的串聯，那么將圖2.22所示的電路可以等效為如圖2.24所示的電路。

圖2.24中，VZ0是圖2.23中斜率為1/rZ（1/ZZT）的直線與橫軸電壓的相交點。從圖2.24所示的等效電路很容易理解動態電阻對穩壓能力的影響。很明顯，ZZT越小，相同的電流變化量引起ZZT兩端壓降的變化就會越小，輸出電壓也就越穩定。如果你手中穩壓管的種類比較多，則可以選一個動態電阻比較小的穩壓管。

接下來確定限流電阻的取值范圍。由于負載電阻的變化范圍是已知的，所以我們只需要計算一下輸入電壓的變化范圍就可以了，即VImin=12V×（1-10%）=10.8V，VImax=12V×（1+10%）=13.2V。

至此，式（2.7）和式（2.8）中的所有參數都是已知的，即有：

我們取一個中間值（220Ω）就可以了。在允許的范圍內可以取一個比較大點的阻值，這樣穩壓性能也相對更好一些，同時也可以節約一些電能，環保還是要考慮的。

最后還可以計算出限流電阻消耗的功率，即

在考慮到設計裕量的情況下，我們可以選擇耗散功率為1W的電阻。穩壓電路的設計至此大功告成。

當然，并不是所有的二極管都是由兩種類型的雜質半導體合并而成的，肖特基二極管就是一例外，其全名為肖特基勢壘二極管（Schottky Barrier Diode, SBD），它是通過金屬與中度摻雜的N型半導體材料接觸而成的，其基本結構與原理圖符號如圖2.25所示。

當金屬與N型半導體結合時，由于金屬的自由電子相對較少，從而存在濃度差，電子將從N型半導體向金屬擴散。但是，金屬是不存在空穴的，N型半導體得不到空穴補充而帶正電，金屬多了電子所以帶負電，這樣就形成了一個從N型半導體指向金屬側的內電場，我們稱之為勢壘（不能稱之為PN結），它也具有單向導電性。

SBD的伏安特性非常類似于PN結二極管的伏安特性，但是相對于后者，SBD有兩個非常重要的特點：其一是正向導通壓降更低，由硅制成的SBD的正向導通壓降一般為0.3V左右；其二是從導通轉換為截止（或截止轉換為導通）的速度比PN結二極管要快很多。正是這兩個特點，使得SBD在某些應用場合具有很大的優勢，之后在適當的時候還會對其進行進一步的討論。

另外，發光二極管、變容二極管和光電二極管等特殊二極管也很常用，這里就不再詳細討論了，有興趣的讀者可以自行參考相關圖書。最后給大家留一個小問題：既然二極管的空間電荷區存在內建電位差，那么是不是可以將多個二極管串聯起來點亮小燈泡呢（見圖2.26）？