2.3 芯片LED驅動電源的設計

2.3.1 TOP204Y恒功率調光LED驅動電源的設計

LED驅動恒功率電源由兩個控制電路構成：一個是電流控制電路；另一個是電壓控制電路。要求兩個控制電路具有相同的穩定性，當某一個電路輸出電壓（電流）較小時，另一個電路應具有恒流（或恒壓）的作用，達到輸出電壓或輸出電流都具有恒壓或恒流的目的，不能因為輸入電壓或輸出電流和外界因溫度、濕度、線路負載的影響使輸出功率不穩定。

1.TOP204Y恒流、恒壓的工作原理

TOP204Y恒功率LED驅動電源采用一片三端電源模塊（見圖2-29），配上PC817A光耦合器，外加兩只晶體管組成恒功率電路。交流輸入電壓（85～265V）經C₁、L₁低通濾波，UR橋式整流，電解電容C₂脈動濾波后，得到120～375V直流電壓V_D，經由變壓器TR的一次繞組與IC₁的漏極D變換輸出。電路中的VS₁、VD₅是變壓器一次繞組N_p的鉗位保護電路，它將變壓器一次繞組的漏感所形成的尖峰電壓反饋、吸收，使IC₁電路在安全范圍內運行。VS₁、VD₅為網絡緩沖吸收電路。反饋繞組N_F的輸出電壓經VD₆、C₃整流濾波得到反饋電壓V_FB、與光敏晶體管提供控制偏壓。二次電壓經VD₇、C₅、L₂整流濾波后，輸出7.5V的直流電壓。C₄是旁路電容，與R₈一同起頻率補償、自動啟動、濾除尖峰電壓三大作用。R₁是電源的假負載，空載的情況下，因反饋電壓升高而出現“超越”控制，起到穩定作用。

電路的兩個控制電路，第一個是電流控制電路，由晶體管VT₁、VT₂、R₆、IC₂、R₃、R₂、R4、R5、C6等元器件構成。當輸出電流發生異常時，電阻R₆對輸出電流進行檢測。VT₁、VT₂由兩只不同型號的晶體管進行恒流控制。R₄、R₂是VT₁、VT₂集電極偏置電阻，R₁還起著控制電流增益的作用，R₅對VT₁的發射極電流進行限制，不使VT₁過早導通。R₃限制VT₂的基極電流，使它只能工作在放大區。電路是怎樣進行恒流控制呢？當輸出電流I_o增大時，電流在R₆上的壓降上升，VT₁導通，接著VT₂導通，發射極電流Ie₂上升，光耦合器中的發光二極管電流增大，致使控制脈沖占空比D變小，迫使輸出電流I_o下降，控制電路電流呈現開路態勢，VS₂在此期間無電流，電路自動轉入恒流工作模式。

圖2-29 LED驅動TOP204Y調光電源

第二個是電壓控制電路。VS的穩定電壓為6.2V，工作電流為10mA。輸出電流較低時，電路工作在恒壓模式。在恒壓模式時，VT₁、VT₂截止，電流工作電路因晶體管截止不起作用，這時VS₂由輸出電壓經它有電流通過，而輸出電壓高低便由VS₂的穩壓值和發光二極管的壓降決定。

圖2-30 I_o-V_o特性曲線

TOP204Y電子開關既可以工作在2.2A受控恒壓方式，也可工作在7.5V恒壓狀態下。這種狀態下電阻R₆所產生的損耗為0.64W。為了減小損耗，只有減少輸出電流或R₆的阻值，但是提高恒流的準確度比較困難。TOP204Y是恒功率輸出的I_o-V_o的特性曲線如圖2-30所示。由圖可知，當輸入電壓為85～265V時，特性曲線變化很小，受輸入電壓的影響很小；當輸出電流I_o＜1.85A時，電路處于恒壓區；當輸出電流I_o=1.90A±0.08A時，電路處于恒流區，區里的V_o隨著I_o的微增而迅速降低。當V_o≤2V時，VT₁、VT₂無工作電流，此時電流控制電路不起作用，但一次電流受IC₁的電流限制，電流在R₄上的壓降V_R4上升，VT₂集電極電流下降，使光耦合器的工作電流迅速減小，迫使IC₁進入重新啟動狀態。就是說，一旦電流控制電路失去控制，電路立即從恒流模式轉入恒壓狀態，將I_o拉下來，對IC₁起動保護作用。該電路是一種低成本LED驅動電源，可用于室內外照明、交通指示、道路照明等，也用于電池充電器和特種電動機驅動。

2.電流控制電路設計

電流控制電路由VT₁、VT₂、R₇、R₆、R₃、R₄、R₅、C₆和IC₂等組成。下面計算輸出電流I_o的期望值。因VT₁的基極電流很小，而R₆上的電流很大，所以VT₁的V_BE1壓降全部落在R₆上。

設V_BE1=0.7V則，R₆取0.33Ω標稱值

恒流準確度r為

計算結果與設計指標相吻合，為設計正常，否則I_o′的變量重新設定。

3.電壓控制電路設計

恒壓電路輸出電壓由下式計算：

V_o=V_Z2+V_F+V_R7=V_Z2+V_F+I_R7·R₇

式中，V_Z2為穩壓值，V_Z2=6.2V，V_F=1.2V。I_R7=I_C2=I_F這3個參量是隨著輸入電壓V_i，輸出電流I_o以及光耦合器的電流傳輸比（CTR）的變化而變化。TOP202Y芯片的控制端電流I_c從2.5mA（對應最大占空比D_max）到6.5mA（對應最小占空比D_min），我們取I_c=4.5mA，則I_R6=。

要求CTR為80%～160%，取120%，得I_R6==3.75mA。

令R₇=3.75×10^-3×39V=0.146V，所以

V_o=6.2V+1.2V+0.146V=7.546V≈7.5V

4.反饋電壓的計算

反饋電壓設計包括兩項內容：首先計算在恒流模式下變壓器反饋繞組的匝數N_F，這是因為在恒流區輸出電壓和反饋電壓都在迅速降低，只有在V_FB足夠高時，電能才能進入恒流區工作。其次在恒壓模式下計算出反饋電壓V_FB：

式中，V_F6、VF7分別為VD₆、VD₇的正向導通壓降，由上式推導出：

在恒流的模式下，當負載加大（即將負載電阻減小）時，V_o和V_FB會自動降低，以維持恒流輸出。為使電源從恒流模式轉換到重新啟動狀態，要求V_FB至少比在恒流模式下控制電壓高出3V。

設 V_FB=9V，V_o=V_{o min}=4V，V_F6=0.6V，V_F7=1V，R₆=0.33Ω

N_S=12匝（N_S為二次繞組匝數），代入上式：

在恒壓模式下V_o=7.5V，最大輸出電流I_{o max}=2.05A

則

=15.79V≈16V

這就是反饋電壓額定值，選用光耦合器時，它的反向擊穿電壓必須大于2倍的V_FB。圖2-29中所用的PC817A的反向擊穿電壓為35V，是安全的，完全滿足要求。

2.3.2 SG6858脈寬調光隔離式LED驅動電源的設計

由SG6858組成的15V/1A隔離式LED驅動電源電路如圖2-31所示。當交流輸入電壓在85～265V范圍內變化時，電壓調整率為±0.2%。這一電壓范圍適用于全球各國，如美國為AC 110V，日本為AC 100V，歐盟各國為AC 230V，不需要改變電路元器件參數或選用倍壓整流開關。

圖2-31 15V/1A隔離式LED驅動電源原理圖

負載電流從10%（0.1A）變化到100%（1A）時，負載調整率也能達到±0.2%，這能跟任何精密電源相媲美。啟動電流小，待機功耗低，是這種恒功率開關電源的又一特點。該電路利用一個運算放大器對電壓控制回路和電流控制回路進行控制，使得控制利用頻率在很多開關之上，因此，它的功耗低、效率高，應用廣泛。

1.SG6858的工作原理

SG6858是SGS公司最近推出的具有類似TOP功能的又一新產品。該芯片采用最新技術，在AC 110V輸入時待機功耗可達到0.11W的最低水平，屬于高效節能型開關電源。圖2-31所示電路共使用了4片集成電路。SG6858是控制主電路，對脈寬調制進行控制；PC817為線性光耦合器，與精密穩壓源組成線性良好的調節反饋回路；IC₃（a）和IC₃（b）組成低功耗運算放大器。圖2-31所示的電路與一般的恒壓源、恒流源相比有很多不同：IC₃（b）與取樣電阻R₁₂和R₁₃組成電壓控制回路，IC₃（a）則組成電流控制回路，按照邏輯或門的原理工作，即在任意時間里，輸出為高電平時控制電路起控制作用。電路中增設了變壓器二次繞組N_S2，專給控制回路供電。TR的二次偏壓V₁能自動跟隨直流輸入電壓V_D的變化而變化，這樣在輸入電壓升高或降低時，輸出電壓V_o仍保持具有恒流的特性，只是在輸出電壓V_o低于0.8V時才使電路進入自動重新啟動的狀態。該電路使用SG6858控制芯片，它集成有適用于驅動的N溝道MOS功率管，還具有欠電壓鎖定和軟啟動功能。在圖2-31中，采用運放LM358構成電流控制回路時，能將電流檢測電阻R₈的阻值降低到0.1Ω，它的壓降為0.12V，功耗只有0.16W，其功率損耗與輸出功率的百分比僅為1.4%，比由晶體管構成的電流控制回路的損耗低得多。另外，還可以以提高輸出電壓的方式來降低功率損耗百分比，因為輸出電壓升高，功率升高，而輸出電流在R₈上的損耗不變。顯然，精密恒流、恒壓電路中的R₈的功耗越低，電源的效率提高得越多。該電路還將反饋電壓提高到18V，光耦合器的工作電壓升高到20V，因此，這里用PC817來代替PC816。PC817的反向擊穿電壓V（BR）CEO=70V，而PC816只能承受35V電壓。

圖2-31中的二次電壓經VD₃、C₄、L₂和C₅整流濾波后，得到5V、1A的電能輸出。R₁₂、R₁₃是分壓取樣電阻。輸出電壓V_o經R₁₂、R₁₃分壓取得采樣電壓V_B，此電壓加到IC₃（b）的5腳（同相輸入端）。由TL431產生的基準電壓（V_REF=2.50V）輸入到IC₃（b）的6腳，V_B與V_REF比較后，輸出誤差信號V_r1，再通過VD₅和電阻R₄轉換成電流信號。此電流流入光耦合器IC₂中的發光二極管LED，使其發光，進而使光耦合器中的接收晶體管產生光控電流。該電流流進IC₁的2腳（反饋輸入端），控制占空比的變化，使輸出電壓V_o在IC₃（b）和光耦合器的作用下保持不變，實現恒壓功能。電壓控制回路中的C₈、R₁₀和R₁₁是電路頻率補償網絡。IC₄的標準電壓端V_REF與陰極連在一起，其目的是使輸出電壓V_REF也為2.5V。R₉是IC₄的限流電阻，使IC₄的工作電流限制在4.75mA。R₉=8V/4.75mA≈1.68kΩ。

IC₃（a）是該電路的電流控制回路的電壓比較器，它的同相輸入端接電流檢測信號V_R8，反相輸入端接在分壓電阻R₇和R₈之間，其輸出電壓通過VD₆和電阻R₄轉換成電流信號。此電流信號流入光耦合器內的發光二極管LED，控制IC₁的占空比，使電源輸出電流I_o在恒流區內維持恒定。從圖2-31清楚地知道：VD₅、VD₆就是一個“或門”。或門的意義是，若使電流控制回路輸出高電平，電壓控制回路為低電平，則維持電路工作在恒流輸出區的狀態；相反，如果電壓控制回路輸出高電平，電流控制回路為低電平，則電路工作在恒壓輸出區的狀態。

二次繞組N_S2的感應電壓經VD₄整流和C₇濾波后，獲得直流電壓V₁，專門為IC₃提供工作電壓。當輸入交流電壓在85～265V之間變化時，V₁將在3～42V范圍內變動。這個電壓足以為IC₃在恒流、恒壓過程中提供所需的電能，保證恒流、恒壓正常運行。

電源可用于手機充電器、火力發電廠儀表、公路、鐵路交通指示器、LED手電筒照明、臺燈等用電裝置。

2.SG6858電路的參數計算

（1）電流控制回路的計算

要求：二次輸出電流I_o不隨輸入電源電壓、環境溫度以及運行時間的變化而變化，是相對恒定的。

SG6858恒流輸出的電流I_o由下式計算：

選擇R₆時，應根據LED正向工作電流對精密穩壓源IC₄的影響程度和運算放大器LM358的輸入電流所產生的誤差來決定阻值的大小。現取R₆=1.8kΩ，R₈=0.1Ω，I_o=1A，則信號檢測電壓V_R8=0.1×1.0V=0.1V。將V_REF=2.50V和R₆、R₈的值代入上式，可計算出R₇≈45kΩ。

（2）電壓控制回路的計算

要求電壓控制回路和電流控制回路一樣，不要以外界條件的變化而變化。恒壓輸出的電壓V_o由下式決定：

上述公式不但適合于計算輸出電壓，也為計算精密負反饋電阻提供依據。R₁₂、R₁₃是串聯分壓取樣電阻，總阻值不宜過小，否則會產生噪聲干擾，但總阻值過大也將增加電路損耗。一般R₁₃取5kΩ，R₁₂=5kΩ，則輸出電壓V_o=5V。

（3）反饋繞組電壓的計算

二次側IC₃的供電電壓與一次繞組N_P的電壓極性相同，N_P與N_S2同各端的位置相互一致，因此，VD₄與SG6858的2腳因同步而導通或截止。它的意義是：供電電壓V₁緊跟直流輸入電壓V_D的變化而變化，而與輸出電壓V_o無關，這一點是非常重要的。由于輸出電壓V_o非常低，因此才能保證電流控制回路的控制能力對輸出電流進行控制，如果輸出電壓V_o較高，將無法確保恒流工作。V₁與V_o的大小有關，當輸出電壓V_o下降到較低水平時，有可能使電流控制回路超越恒流區而無法正常工作。

二次供電電壓的最低值V_F（min）為5V，它的表達式為V_F=V_DV_S2/V_P-V_FD或N_S2=N_P（V_F+V_FD）/V_D。

為了計算N_S2，首先要計算直流輸入電壓的最小值V_D（min）。

式中，V_min=85V；P_o=5W；f_L=50Hz；t_c=3ms；η=85%。所以，V_D（min）≈84.97V。

根據V_D（min）=84.97V，N_P=70匝，V_FD=0.6V（二極管壓降），有

直流輸入電壓的最大值V_D（max）==×265V≈375V。此時，V_F達到最大值，由上式算出V_F（max）=≈26.79V，此電壓并未超過LM358的電源電壓極限值32V。

（4）反饋繞組的計算

反饋繞組主要用于為IC₁提供供電電壓和檢測輸入電壓的要求。反饋繞組的電壓極性與一次繞組同相，反饋繞組的輸出電壓經VD₂、C₃整流濾波后得到反饋電壓V_F，要求V_F≥12V。反饋繞組匝數的計算公式為

根據N_P=70匝，V_F=12V，V_OF=0.6V，V_D（min）=84.97V，得

若將V_D（max）=375V代入上述公式，可算出V_F=N_FV_D（max）/N_P-V_OF=（10×375/70-0.6）V≈52.97V。PC816的最大值V（BR）CEO為70V，可用。

（5）光耦合器串聯電阻R₄的計算

電阻R₄不僅是光耦合器中發光二極管的限流電阻，而且它還是控制回路決定其增益大小的一個重要元件，它的計算公式是

式中，V_SA是LM358的正向飽和電壓，正常時V_SA=3.5V；V_F6是二極管正向壓降，V_F6=0.65V；V_F是光耦合器中發光二極管的正向壓降，V_F=1.2V；CTR_min是光耦合器的最小電流傳輸比，CTR_min=80%～160%。SG6858的控制端電流最大值I_C（max）為15mA。將這些參數代入上述公式。則R₄=（3.5-0.65-1.2）×1.2/（15×10^-3）Ω=132Ω，取R₄=130Ω。R₄的阻值過大時，會使控制靈敏度降低；而阻值太小時，容易使控制回路的工作不穩定，產生誤動作，甚至產生自激振蕩，引發失控。

2.3.3 FT6610非隔離式模擬調光LED驅動電源的設計

圖2-32 FT6610非隔離式LED驅動電路

隔離/非隔離是對輸入交流電網而言，非隔離容易發生觸電事故，在調試或維修時應嚴格注意安全規定。圖2-32所示為一種非隔離式LED驅動電路。交流輸入電壓為85～265V，它采用降壓式結構拓撲，輸出驅動電壓低于120V，驅動輸出電流為80mA左右，電源工作頻率為200kHz，驅動LED的功率達9W。電路元器件較少，結構簡單。VD₅～VD₈、C₃、C₄組成無源功率因數調整電路，可將功率因數提高到0.92。為了將交流整流與PFC電路隔離，加入二極管VD₉，C₁、C₂是為抑制串模干擾而設置。VT₁采用N溝通功率開關管，因功率較小，采用2N60型2A足夠。VD₉為高壓續流二極管，反向恢復時間應小于30ns否則因高頻使其發熱。L₂為儲能電感，隨著開關管在高頻下的導通和截止，不斷地向LED燈輸送電流，因此，L₂的電感量以不能小于10mH為宜。R₅是電流檢測電阻，通過R₅能方便地看到輸出功率的變化來平衡片內占空比，也就是輸出功率的變化由占空比來調節，R₄是電源振蕩頻率設定電阻、頻率高、輸出功率大，負載能力強但功率開關管發熱大。為了使輸出電流紋波小高頻分量輕，電路并入電容C₇，此電容宜采用損耗較小的陶瓷電容，它性能穩定、耐高溫而且體積小。R₃是高壓限流電阻，它的阻值大小對FT6610的安全運行極為重要，盡管FT6610內部具有承受650V以上的高壓的能力，但為了降低芯片的損耗及安全，R₃的阻值及功耗要特別注意。電源的轉換控制IC要使它輸出穩定的調光電壓，經電阻R₁、R₂分壓，由V_CC腳電壓分壓后供給IC的DIM—A腳260mV，使電壓能進入片內，進行比較、移相后對脈沖調制。如果電源電壓低于或接近輸出負載電壓時，電路應改用降壓/升壓式拓撲結構，應將VD₉與L₂的位置對換，這時發光二極管LED的極性反接。降壓/升壓式拓撲特點前面已敘。

FT6610的調光方式有兩種，通過改變DIM—A腳的電壓進行更變，模擬調光電壓與驅動電流成正比，模擬調光電壓是由電阻R₁、R₂分壓取得，如果選用模擬調光時，只需將V_CC腳與DIM—D腳短接；若選用PWM調光，只需改變高低電平時間比即占空比D便可。由R₅產生的反饋電壓，可控制LED燈的亮度，采用PWM調光時的占空比是0.2～0.75，PWM的調制頻率遠低于電源開關的工作頻率。

PWM調制分固定開關頻率調制和固定開關時間調制，開關頻率與R₄的關系以下式表示：

R₄若選用100kΩ通過計算得 f=200kHz

關斷時間與R₆的關系如下：

式中，T_OFF的單位是μs，如R₆=410kΩ時，T_OFF=17.3μs，若R₆=390kΩ時，T_OFF=16.5μs

電流設定由電阻R₅決定，如果通過LED的平均電流I_AVG為350mA，電感L₂的變化范圍為30%，這時相對電流的變化量為15%，則

現將調光電壓V_DiMA=250mV、I_AVG=350mA代入得到R₅=0.62Ω

電感L₂的計算如下：

電感L₂是作用于高頻濾波和向負載LED輸送電能的一只元件：

2.3.4 BP3108雙向晶閘管調光隔離式LED驅動電源的設計

BP3108是雙向晶閘管調光隔離反激式驅動控制芯片，電路無需光電反饋，采用一次側反饋模式，控制工作在電流斷續模式，不要補償電路。交流輸入電壓為85～265V，輸出電流準確率為3%可控制5只LED白光燈串，電源效率只有80%。控制光源由BP3108支持，可實現模擬調光，PWM調光和TRIAC調光兩種方式。TRIAC的導通角是35°～135°，模擬調光電壓范圍是0.8～3.5V，調光比為4.37∶1。配置TRIAC調光模式是通過芯片內部控制導通角來實現無閃爍調光。如果電路輸入電壓過低，則驅動晶體管給雙向晶閘管一個維持電流，確保雙向晶閘管處于導通狀態，次待命正常工作電壓的到來。

BP3108具有完善的保護功能，包括過電壓保護、欠電壓保護，LED開路保護，LED短路保護，過熱保護和電路檢測保護等。

圖2-33所示與BP3108內部結構框圖。TRIAC腳是調光信號取樣端，該腳可用作模擬調光信號輸入。HCD腳通過晶體管給TRIAC提供電流，可接到晶體管基極。DIM腳是PWM調光脈沖信號輸入腳，進行TRIAC調光時，該腳需接入1μF的旁路電容再接地。CS腳是開關管的一次電流檢測端，該腳外部應接入一只電阻用作電流檢測。GATE腳是開關管的柵極驅動端。V_CC腳是芯片的電源，它的范圍是6.5～16.5V。FB腳與反饋信號輸入端。芯片內主要包括上電復位電路、輸入欠電壓保護電路，輸入過電壓保護電路、LED短路保護電路、過熱保護電路、反饋取樣電路、基準電壓穩壓器、調光信號比較器、峰值電流比較器以及雙向晶閘管導通角檢測電路、TRIAC調光電路、TRIAC驅動電路等。

圖2-33 BP3108內部結構框圖

圖2-34所示為BP3108隔離式TRIAC調光LED驅動原理圖。全球性的電力供電電壓為AC85～265V、50Hz或60Hz交流電壓，首先經EMI低通濾器，再經橋式整流器UR和無源PFC功率因數校正，通過C₂、C₃、L₂平波后獲得有一定功率因數的直流線性高壓。電源經過這些電路變換輸出的電能獲取了較低的EMI和較高的cosφ，符合歐洲電氣照明無線電干擾特性的量值。通電后，電路的啟動電流為25_μA。線電壓經R₅、R₆降壓對C₇進行充電，當U_CC的充電電壓達到IC的開啟電壓時（14V），片內的各個電路開始工作，振蕩電路此時由變壓器及開關管開始電能轉換，便有電壓在變壓器各繞組產生，這時反饋繞組的輸出電壓經VD₅、C₇整流濾波后給BP3108提供電源電壓。R₇、C₈、VD₄是網絡吸收電路，起著鉗位保護的作用，VD₄是阻塞二極管。

BP3108內部集成雙向晶體管調光電路，采用了晶閘管導通角檢測技術。當輸入電V_i高于30V時穩壓管VS被擊穿，輸入電壓由VS、R₃、R₄分壓取樣后送至IC的TRIAC腳，信號經片內去耦檢測電路和調光電路，對LED的輸出電流進行調節，使LED發光源適合設計的發光強度。當輸入電壓過低時，HCD腳的電壓驅動晶體管VT₁，使它導通，這時給TRI_- AC腳提供維持電流，使雙向晶閘管處于導通狀態，以等待輸入電壓正常再啟動。

圖2-34 BP3108隔離式TRIAC調光LED驅動原理圖

BP3108內部還集成各種保護功能。當V_CC>16V時，外部開關管關斷，控制IC進入重新啟動。片內還設置有19V鉗位保護電路，是防止輸入高電壓而損壞IC。160℃是芯片過熱保護的閾值，本身還有30℃的滯后量，當芯片溫度達到160℃時，MOS管將立即關斷；當溫度降到130℃后，MOS管恢復工作；一旦LED出現短路、開路，IC將自動進入檢測負載狀態，只等故障解除，將恢復正常狀態。圖中R₁₃是變壓器一次繞組電流檢測電阻，電流流入檢測電阻R₁₃后，經IC的CS腳進入比較器的同相輸入端，它與反相輸入的500mV進行比較，當差值達到500mV時，電流比較器輸出高電平，高電平經門電路，控制邏輯電路，由驅動級關斷開關管，使輸出電流降低，從而實現恒流循環體系。

前沿消隱電路的作用，是在MOS管導通時，將輸出電流的上升沿封鎖500ns的時間，其目的是使二次側的尖峰電流導致開關電流提前結束，以免影響邏輯控制。

驅動LED燈串的輸出電流計算如下：

用于LED照明的高頻變壓器的一次繞組、二次繞組的匝數比一般電源變壓器的匝數高出一倍，這是因為所用LED照明的變壓器的功率小、工作頻率低（50kHz）。為了提高電源系統的穩定性，降低電磁干擾即是所要采取的措施。

2.3.5 NCP1207軟啟動背光源LED驅動電源的設計

NCP1207具有軟啟動、零電壓、零電流開關的功能，高效、低損耗、低成本是NCP1207的優勢。它的設計功率可達到150W，為了使電源恒功率輸出，美國安森美公司在NCP1200的基礎上，對芯片拓撲了多功能、高集成化的NCP1207電源控制芯片。在電性上，利用準諧振現象，根據開關變換電路電壓電流、感抗容抗阻抗相互變化規律，以及電路在實現諧振的特殊條件，研究出了ZVS、ZCS的控制理論，進而又在ZVS、ZCS的基礎上又創造出了零電流轉換變換電路（ZCT-PWM）和零電壓轉換變換電路（ZVT-PWM）。這種變換電路的基本理論是：變換電路在一個工作周期里，一部分時間按Z_V^CT（表示零電流、零電壓轉換）的工作程序工作，而另一部分時間按PWM工作程序工作，把兩種工作程序結合起來，就實現了準諧振開關變換控制，這種變換電路的優點很多，NCP1207具備了Z^C_VT-PWM（零電流（電壓）轉換變換網絡）的固有特點，并成功地應用于電子控制各個領域里，技術是先進的。在開關電源這門學科里，構成了準諧振開關電路，可以說是電源轉換的一大突破。

準諧振變換器在開關電源各類結構形式里，都是利用變壓器的寄生電感和電容及它的一次漏電感，來得到準諧振，但是，變壓器過多的漏感和寄生電感對電源功率輸出、電能變換、各個部件的信號傳遞都是有害的，不能過多地依賴上述條件環境實現準諧振這一功能，將給背光源LED驅動的應用創造了條件。

1.NCP1207電路特點

1）達到準諧振這一目標，NCP1207不但是在芯片本身，集成了特殊的功能模塊，還在電路設計上利用RC振蕩，固定開關管導通時間，調整諧振頻率，使電路里的容抗與阻抗之和等于零，以獲取準諧振變換的工作模式。為了保持輸出電流或電壓的恒定，電路還應用了變頻控制。

2）為了防止在輸出大電流的時間周期里，電路進入電流連續模式（Continuous Current Mode，CCM），它對變壓器磁心防止磁飽和出現是有益的。電路采取的措施是：監測變壓器的反饋繞組電壓的零點是否有電流流通，以此來實現臨界模式準諧振運行，不出現磁飽和，保證電源安全。

3）電路具有過電壓保護、過電流保護、過熱保護以及LED燈輸出短路保護，安全可靠，也是背光源電視電源質量的保證。電路從反饋繞組L_F取出電壓信號，監測輸入電壓供電狀況。當檢測出過電壓時，NCP1207立即進入鎖定輸出電脈沖，停止向開關管輸出。當IC₁的V_CC端口低于4V時，振蕩器將停止振蕩，完全停止工作。一旦輸出電路出現過載，NCP1207控制芯片出現“溢出”，自動分壓，消除因過載對開關管的高壓應力，保護開關功率管的安全。壓敏電阻R_V是為抑制瞬態浪涌電壓的出現而設計的。R_T是熱敏電阻與電路中的負反饋網絡組成過熱保護工作鏈。

4）電路在運行過程中，因出現各種異常而快速實施保護，由此也會出現停止工作，但NCP1207電路在運行時無論輸入輸出溫度如何變化，IC₁都處在正常工作之中，都不會因各種保護芯片被“悶死”，這是因為電路設計了動態自動供電，它具有關閉/自動啟動功能，保證了電路運行而不間斷這一工藝技術。

2.NCP1207電路工作原理

NCP1207由EMI低通濾波保護電路、單相電壓整流濾波電路、AC/DC轉換電路、輸出濾波整流電路、取樣反饋控制電路和恒流恒壓控制電路組成。由于電路開關具有ZVS軟啟動，恒功率輸出，電源被用在筆記本電腦、離線式蓄電池充電器、DVD播放機、機頂盒電源、LED背光源等消費類電器。又由于具有ZVS軟啟動、抗干擾能力強、功耗低、效率高也被用于國防軍事各領域。圖2-35是它的電路原理圖，其工作原理如下：

1）低通濾波保護電路。低通濾波是濾除10MHz以下的電磁干擾信號和大于10MHz低于30MHz的射頻信號，更多的是低頻噪聲信號，這種信號對電子設備來說它的危害是最大的，如傳導干擾，不但是外部設備噪聲傳入電源，干擾破壞電源正常工作，而且電源的噪聲也會通過輸入電源的電線向外部傳出電源本身的噪聲，形成交叉干擾。一臺良好的電子設備既不受周圍電磁噪聲的影響，也不產生對周圍干擾的噪聲電磁波。圖2-35電路會有兩級復合式抗電磁干擾的濾波電路，它濾除噪聲的效果最佳，電磁兼容性EMC最好。所謂保護電路主要是輸入過電壓保護和溫度過熱保護，具體指哪些元件，前面很多章節已經敘述，這里不再重復。

圖2-35 ZVS軟啟動NCP12O7LED驅動開關電源

2）電源啟動和NCP1207的供電電路。NCP1207具有動態自動供電的功能，該功能使電路處在保護關閉輸出而又不“死機”最優點，它不要另外人工啟動，也不消耗過多功率。IC₁的8腳直接接到整流后的直流高壓線上，向IC₁內部電路提供在啟動時所需的電能，使電路進入工作狀態。為了減小IC₁在啟動時的功耗，提高電路的可靠性，電阻R₈用來減小啟動電流。C₉是接在IC₁8腳的旁路電容。圖2-36是NCP1207引腳圖。

當輸出電流增大時，開關管MOSFET的漏極電流上升，也使電流在R₁₁上的壓降上升，電容C₈保證IC₁的供電不會影響它的工作。變壓器TR的反饋繞組L_F的電壓，經VD₂整流、C₈濾波、R₁₀限流，輸出直流電壓V_F，但V_F是隨著輸出功率的變化而變化的，為了保證IC₁的工作安全，必須使V_CC腳的電壓穩定在12V左右，因此由R₂₀、VT₂、VS₁組成的穩壓電路，才使IC₁穩定工作得以實現。電阻R₁₉、R₁₈、場效應晶體管VT₃是電源短路保護電路，當電源輸出發生過電流或短路時，輸出電壓降低或為零，使IC₂的發光二極管亮度增大，IC₂的接收晶體管的集電極電流跟隨上升，電流使R₁₈的壓降上升，場效應晶體管VT₃導通，此時VT₂截止，使IC₁的6腳因電壓而停止工作，起到過電流或短路故障保護作用。盡可能地減小電阻R₁₉、R₁₈的阻值，降低電路處在保護期間的功耗。

圖2-36 NCP1207引腳排列

1—磁心復位檢測和過電流保護 2—峰值電流保護 3—電流采樣 4—電流檢測輸入端 5—驅動脈沖輸出 6—IC電源供應端 7—空腳 8—高壓輸入端

3）驅動電路。為了增強VT₁的驅動能力，電路設置了由VT₅、VT₆并聯的“圖騰柱”電路，兩只晶體管的發射極分別接電阻R₁₅、R₁₆，再連接到柵極，其作用是加速MOSFET的開關速度，降低由于開關管的“開”和“關”所產生的EMI干擾。

4）變壓器磁心去磁電路。變壓器是由于交變的磁場將電能向外傳遞的，每次產磁和放磁的過程就是電能轉換，要得到最大的轉換效率，必須使變壓器的剩磁得到完全地釋放，要達到這一目的，變壓器磁心要去磁，而去磁的要點是保證變換電路的切換點在電磁波的谷點。R₉、R11、R17及C10就是電磁波谷點切換電路。改變R₉、R₁₁、R₁₇的阻值，可改變控制電磁波谷點，也是改變1腳的電壓高低。如果1腳的電壓值調整到合理的點上，就能保證電磁波谷點切換，使變壓器磁心去磁順利實現。另外，還可以改變旁路電容C₁₀的容量，同樣可以達到理想的目的。如果C₁₀的容量增大，則電路充電時間加長，波谷切換延長，反之則縮短，它也是實現ZVS軟開關的關鍵元件。R₃、R₄、C₄及VD₁是網絡吸收回路。VD₃為變壓器反饋繞組的放電提供通路。

5）輸出整流濾波和恒功率輸出電路。VD₄、VD₃、C₁₅、C₁₆、L₂和C₁₇組成π型濾波電路。R₂₁、C14是阻容吸收回路，降低輸出電壓的紋波，減少二極管在截止時間殘留在PN結上的電子反向流入。CZU是鐵氧體磁珠，吸收開關噪聲。R₂₆、R₂₇是分壓取樣電阻，三端穩壓器輸出電壓V_o2經R₂₆、R₂₇分壓取得采樣電壓V_A，此電壓加到IC_5A的同相輸入端3腳上，由IC₃產生的2.5V基準電壓輸入到IC_5A的2腳，經V_A與V_REF比較后，輸出差值信號，通過R₃₅、IC₂的發光二極管轉換為電流信號，進而控制光耦合器中的接收晶體管電流，控制占空比的變化，使輸出電壓V_o保持不變，實現恒電壓功能。R₂₅是IC₃的限流電阻，IC₃的工作電流限制在5.5mA。，取2.2kΩ。

IC_5B是電流控制回路的電壓比較器，它的同相輸入端接電流檢測電阻R₂₂，反向接到分壓電阻R₃₂、R₃₃之間，它的輸出電壓通過VD₈，向IC_5A的正向端輸出電流信號，促使IC_5A按IC_5B的信號指令對IC₂進行控制，同樣使電路處在恒流狀態。另一路通過R₃₀加到VT₃的基極，同樣使VT₃導通。意味著R₂₇、R₂₈并聯，這樣改變了輸出反饋電阻取樣，使輸出電流的變化調整IC₂光耦合的強弱，同樣使輸出電流保持不變。電解電容C₂₃、C₂₅防止VT₃和IC_5B產生誤動作，起著延時作用。電路具有雙回路恒流控制，恒功率輸出效果明顯。

LED背光源液晶電視，有側入式和直下式兩種，側導光LED背光模是滿足光學指標低成本的一種好型式。側導光LED背光源具有輕、薄的特點。

NCP1207恒功率電路，采用恒流式驅動，輸出電流保持不變，采用LED并聯和串聯混合方式。由于并聯的LED，若某只LED斷開，這一支路平均電流影響不大，依然正常工作。電路采用穩壓啟動，若LED短路，這時負載相當于少了一支并聯LED，其他支路電流增高，驅動器輸出電流，但由于并聯LED較多，斷開一只LED，電流的平均電流增量不大。

電路采用白光LED驅動，每只額定電流為20mA，正向導通電壓為3.3V，正向導通電壓由恒流所決定。電路可接受線性電壓，片內PWM調光，也可采用外部PWM調光，燈的亮度跟隨占空比改變而調光。

對容性負載，在性能方面有兩類情況，一種是單一驅動LED功能，另一種除了驅動LED功能外，還具有電腦控制信號端口或控制LED變色、閃動、亮暗交替等功能，這時LED控制裝置內部應具有燈光邏輯變化電路，顯然NCP1207電路不具備。