2.2 開關(guān)電源各回路設(shè)計(jì)

2.2.1 整流濾波回路的設(shè)計(jì)

開關(guān)電源一般采用電容輸入型整流濾波回路。整流方式一般采用全波橋式整流。這里將介紹電容輸入型整流濾波回路的設(shè)計(jì)方法。

輸入電容C₁的容量是由輸出保持時(shí)間以及直流輸入電壓要求的紋波大小決定的，而且流經(jīng)電容的紋波電流在電容允許值范圍內(nèi)。這是因?yàn)?span id="fx93m9l" class="italic">C₁的紋波電流對電容壽命有很大影響，我們應(yīng)特別注意。濾波電容大多采用電解鋁作為電解質(zhì)。

例題：有一開關(guān)電源的輸入電壓為85（V_min）～265V（V_max），輸出功率（P_o）為60W。（1）求輸入電容的紋波電壓（V_cr）和電容的使用壽命的推算。（2）如何選用整流二極管。

設(shè)開關(guān)電源工作頻率為200kHz，效率為85%。

（1）計(jì)算直流輸入回路的各個參數(shù)：

輸入最低直流電壓V₁（min）=85V×=120.2V

輸入最高直流電壓V₁（max）=265V×=374.71V

電路輸入功率P_i=P_o/μ=60W/0.85=70.6W

輸入有效電流I_ds=P_i/V₁（min）=70.6/120.2A=0.59A

輸入平均電流I_dc=I_ds·D_ave

式中，D_ave為轉(zhuǎn)換電能平均占空比，它是最高與最低占空比的平均值。

D_max=V_OR/（V_imin+V_OR-V_DS（on））

式中，V_imin、VOR分別是輸入直流電壓在變壓器一次繞組的最低和最高感應(yīng)電壓；V_DS（on）是開關(guān)管的導(dǎo)通開關(guān)電壓；分別取90V、135V和10V代入上式：

D_max=135/（90+135-10）=0.628

D_min=90/（90+135-10）=0.419

D_ave=（D_max^+Dmin）÷²=（0.628+0.419）÷2=0.524

I_dc=0.59A×0.524=0.31A

（2）計(jì)算整流濾波電容容量C

式中，f為輸入交流電壓頻率50Hz；-t_c為濾波電容半周期放電時(shí)間7ms；t_c為濾波電容半周期的充電時(shí)間3ms。

，取68μF

（3）計(jì)算電容負(fù)載電阻R_LC

R_LC=V₁（min）/Idc=120.2/0.31Ω=387.7Ω

設(shè)輸入低通濾波阻抗R_S為10Ω，則濾波器的阻抗與電容負(fù)載的阻抗比值為

R_S/R_LC=10/387.7=0.0258≈0.026

（4）計(jì)算電容濾波的紋波電壓V_cr

V_cr=4I_ds·t_c×10^-3/（2πC×10^-6）=4×0.59×3×10^-3/（2×3.14×68×10^-6）V

=7.08×10^-3/（427.04×10^-6）V=16.6V

（5）計(jì)算充電電流I_aca

整流電路每半周3ms時(shí)間對濾波電容充電，其充電電流I_aca=t_on·I_acp/T。根據(jù)阻抗比值0.026，由圖2-5查到I_ac/I_dc=1.2，則I_ac=1.2I_dc=1.2×0.31A=0.37A。又由圖2-6查出I_acp/I_ac=3.6，則低通交流輸入的峰值電流I_acp=3.6×0.31A=1.12A。所以充電電流I_aca=3×10^-3×1.12A/（20×10^-3）=0.168A。

（6）計(jì)算濾波電路的負(fù)載電流I_rL

由輸入有效電流I_ac除去交流輸入電流的平均值I_aca的矢量差為濾波電路的負(fù)載電流I_rL

圖2-5 交流輸入電流有效值與輸出平均電流之間的關(guān)系

圖2-6 交流輸入電流峰值與輸出平均電流之間的關(guān)系

（7）計(jì)算電容壽命

若變換器確定的最高溫度為60℃，機(jī)內(nèi)溫升為15℃，電容器工作環(huán)境溫度為75℃。環(huán)境溫度為75℃時(shí)，補(bǔ)償系數(shù)K為1.32，50℃時(shí)允許紋波電流為0.33A，則

I_r75=1.32I_r50=1.32×0.33A=0.436A

當(dāng)環(huán)境溫度為50℃時(shí)，內(nèi)部溫升為

ΔT₆₅=ΔT₇₅K²=4.25×1.32²℃≈7.4℃

當(dāng)環(huán)境溫度為75℃時(shí)，電流為0.26A，內(nèi)部溫升為

電容器的壽命L_V為

L_V=L₀×2（75^-65）/10×4（5^-4.6）/10=2500×21×4^0.04H≈5285H

式中，L₀為電容的保證壽命，可由生產(chǎn)商的產(chǎn)品目錄查得。電容所承受的電壓是最大輸入電壓的2倍，實(shí)例中為265×≈375V。所以電容C₁選用容量為68μF、耐壓為400V、溫度為105℃的電解電容，在環(huán)境溫度為75℃時(shí)，承受最高電流為1.12A。

（8）整流二極管及開關(guān)管的計(jì)算選用

開關(guān)電源的整流橋由四只二極管組成，每兩只二極管串聯(lián)起來完成交流電壓半周期的整流任務(wù)。因此，每只二極管流過的電流只有每個周期平均電流的一半；每個二極管所承受的峰值電壓的一半。

（9）計(jì)算峰值電流I_PP

I_PP=I_ds/D_min=0.59A/0.419=1.41A

（10）計(jì)算峰值電壓V_dsp

設(shè)變壓器一次電感量L_P=0.85mH

通過計(jì)算，每只整流二極管所承受的電流為最大電流一半的三倍，所承受的電壓為峰值電壓一半的兩倍，即，495.74V。根據(jù)計(jì)算選用二極管1N5407，它的最高反向工作電壓V_RM為800V，額定整流電流I_D為3A，完全滿足上例整流電路的要求。又根據(jù)所計(jì)算出的峰值電壓和峰值電流選用IRF820，它的漏源反向擊穿電壓V（BR）DS和最大漏極電流I_Dmax也符合上面所計(jì)算出的參量要求。

2.2.2 開關(guān)功率管消耗功率的計(jì)算

開關(guān)功率管是開關(guān)電源的重要部件，是關(guān)系到電源損耗、功率效率的關(guān)鍵器件。以圖2-7為例計(jì)算開關(guān)功率管的主要參數(shù)。這些參數(shù)既不是選用的開關(guān)管反向耐壓越大越好，也不是放大倍數(shù)越高越好用，而是綜合電路參數(shù)及其承受的應(yīng)力應(yīng)平衡。

圖2-8所示，峰值電壓為浪涌電壓、吸收電壓V_R3、輸入最大直流電壓V₁（max）之和。

圖2-7 吸收回路

開關(guān)功率管所消耗的總功率P_Q1為

按圖2-9分別計(jì)算開關(guān)管在導(dǎo)通時(shí)起點(diǎn)和終點(diǎn)的電流I_ds1、I_ds2。

式中，ΔI_L為電流在扼流圈上的波動值，按10%進(jìn)行計(jì)算。

圖2-8 開關(guān)功率管電壓峰值波形

圖2-9 開關(guān)功率管的電壓和電流波形

t₁、t2、t3、t4的值如圖2-9所示。t₁+t₂+t₃=t_on（max），t4=t_off，t3為開關(guān)管的儲存時(shí)間。

開關(guān)功率管MOSFET的PN結(jié)溫度T_j越高，導(dǎo)通電阻R_ds越大，功耗也越大。當(dāng)T_j超過100℃時(shí)，R_ds是產(chǎn)品目錄給出值的1.5～2倍。所以，開關(guān)功率管的損耗主要是由于R_ds而產(chǎn)生的。這時(shí)有必要加t_on進(jìn)行計(jì)算，也就是在V₁（min）時(shí)采用t_on（min）進(jìn)行計(jì)算。這里VT₁采用IRF734，查技術(shù)參數(shù)表可知t_on=0.04μs，t_off=0.10μs，t_on（max）=2.0μs。根據(jù)圖2-9，t₂=（2.0-0.04-0.10）μs=1.86μs。由上面公式求得

2.2.3 開關(guān)電源吸收回路設(shè)計(jì)

吸收回路如圖2-7所示，它是利用電阻、電容和阻塞二極管組成的鉗位電路，可有效地保護(hù)開關(guān)功率管不受損壞。VT₁導(dǎo)通時(shí)，變壓器TR₁的磁通量增大，這時(shí)便將電能積蓄起來。VT₁截止時(shí)，便將積蓄的電能釋放，變壓器一次繞組中便有剩磁產(chǎn)生，并通過VD₅反饋到二次側(cè)。剩磁釋放完畢后，一次繞組N₁的電壓V₁（min）為

根據(jù)2.2.1節(jié)的計(jì)算，加在VT₁上的電壓峰值V_dsp≈495.74V。又設(shè)吸收回路工作周期T=10μs，一次繞組電感L_P=0.85mH，則吸收回路的電阻R₃為

=94.830×88.45Ω=8388Ω=8.4kΩ

時(shí)間常數(shù)R₃C₆比周期T大得多，一般取5倍左右。

則=5.95×10^-9F=0.059μF，取0.06μF

用開關(guān)管MOSFET上的峰值電壓（V_dsp）減去圖2-7中R₃兩端的電壓V_R3，就是阻塞二

極管VD₅所承受的電壓。

式中，V_S是高頻變壓器的二次電壓，設(shè)V_S=13.3V；n是該變壓器的電壓比，n=7/64≈0.109。

所以，VD₅所承受的電壓為V_dsp-V_R3=495.74V-183V=312.74V，選用耐壓值為400V以上、電流值在0.8A以上的高快速恢復(fù)二極管UF4004。

2.2.4 開關(guān)電源保護(hù)回路設(shè)計(jì)

1.過電流保護(hù)電路

過電流包括電源負(fù)載超出規(guī)定值和電源輸出電路出現(xiàn)零負(fù)載（即短路）。圖2-10所示電路是利用橋式檢測原理，對電路進(jìn)行過電流保護(hù)。圖2-10a和圖2-10b只是檢測電阻R_S的位置不同，其工作原理完全是一樣的。由R₁、R₂、R_S和負(fù)載構(gòu)成橋式電路，反饋放大器的增益較高時(shí)，只要輸出電流稍過載，輸出電壓就急劇下降。即使R₄為無窮大，R₃=0，但工作原理不變，理論上輸出電壓為零，過電流保護(hù)工作點(diǎn)也是零。V_ST是啟動電壓，用于防止電源啟動時(shí)出現(xiàn)故障。V_ST值的設(shè)定要求是啟動二極管VD₂必須截止，對過電流設(shè)定值I_M沒有任何影響，這樣啟動時(shí)不會影響過電流保護(hù)，如圖2-10b所示。啟動電壓V_ST的大小決定輸出短路時(shí)的短路電流I_S：

圖2-10 橋式過電流保護(hù)電路

因此，對于過電流保護(hù)電路橋，只要橋電壓改變極性，輸出極性也將改變，有可能會發(fā)生短路故障。如果將兩個電源a和b串聯(lián)起來，則可以避免因橋電壓極性改變而發(fā)生故障。

圖2-11所示電路是恒流型限流電路與斷開型過電流保護(hù)電路相結(jié)合的組合型保護(hù)電路。

電路中恒壓用反饋放大器A₁的輸出電壓去控制VLC_1-2，使電壓保持穩(wěn)定。放大器A₂用來檢測電路中電流的情況，它的輸出驅(qū)動電路VLC_2-1的功能是恒流。另一方面，放大器A₂的輸出控制著VLC_1-1、VLC_1-2。當(dāng)IC₁的16腳電平下降時(shí)，開關(guān)晶體管的驅(qū)動脈沖信號消失，達(dá)到保護(hù)的目的。電路中穩(wěn)壓二極管VS₁用于防止VLC_1-2誤動作。當(dāng)VS₁的穩(wěn)定電壓達(dá)到穩(wěn)定值范圍后，VLC_1-1才能獲得足夠的導(dǎo)通電壓，通過A₂電流檢測，驅(qū)動VLC_2-1，執(zhí)行電路恒流工作。電容C是電壓負(fù)反饋元件。

圖2-11 組合型保護(hù)電路

圖2-12 TL494過電流保護(hù)電路

在圖2-12a所示電路中，開關(guān)晶體管VT₁和VT₂的發(fā)射極接入電阻R_S用來檢測過電流。當(dāng)電路發(fā)生過電流時(shí)，R_S上的電壓會上升，其結(jié)果是VT₄導(dǎo)通，VT₃也導(dǎo)通，基準(zhǔn)電壓加到TL494的CON端，使CON端輸出截止，從而防止了過電流。TL494的輸出端Q斷開后，開關(guān)晶體管VT₃、VT₄相繼截止，CON端返回到正常電平。在此期間，TL494內(nèi)的雙穩(wěn)態(tài)諧振振蕩器也將翻轉(zhuǎn)。這時(shí)，CON端為正常電平，在三角波電壓下降前，端輸出脈沖。這樣，從輸出到Q輸出的時(shí)間是控制電路的滯后時(shí)間，因而空閑時(shí)間很短，如圖2-12b所示。如果開關(guān)晶體管VT₁與VT₂同時(shí)導(dǎo)通，會使開關(guān)管損壞。為防止這種現(xiàn)象出現(xiàn)，必須采取一定措施。當(dāng)VT₄導(dǎo)通時(shí)，VT₃與VT₅也導(dǎo)通，在電阻R_S上產(chǎn)生壓降，但是VT₃、VT₄、VT₅加的是正反饋電壓，所以VT₃和VT₅仍繼續(xù)導(dǎo)通。在1個周期里，CON端不再返回到正常工作時(shí)的電平，這時(shí)雙穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器不會發(fā)生翻轉(zhuǎn)。如果振蕩電容C_T放電到放電電壓的谷點(diǎn)，VT₅的導(dǎo)通電流由于VD₁的分流而截止，隨后VT₃也截止，防止了VT₁與VT₂同時(shí)導(dǎo)通而損壞開關(guān)晶體管。當(dāng)CON端轉(zhuǎn)為正常電平后，電路進(jìn)入下一個工作循環(huán)周期。

2.過電壓保護(hù)電路

過電壓保護(hù)是開關(guān)電源用得最多的一種保護(hù)方式。過電壓大多發(fā)生在以下情況下：檢測電路斷開，控制電路損壞，或者供電電源突然發(fā)生電壓變化。過電壓發(fā)生時(shí)，首要任務(wù)是保護(hù)負(fù)載，其次是保護(hù)開關(guān)功率管。對于輸出只有5V的開關(guān)電源，大部分都設(shè)計(jì)有較好的、響應(yīng)及時(shí)的過電壓保護(hù)電路、過電流保護(hù)電路以及過熱保護(hù)電路。一旦發(fā)生過電壓，一般所采取的措施是振蕩電路停振，關(guān)閉驅(qū)動脈沖。因此，若過電壓保護(hù)電路動作后，再啟動電源工作時(shí)，必須斷開電源才能恢復(fù)正常工作。

開關(guān)電源最簡單的過電壓保護(hù)措施是在輸入電路中并聯(lián)一只氧化鋅壓敏電阻。當(dāng)電網(wǎng)電壓出現(xiàn)瞬時(shí)尖峰脈沖時(shí)，壓敏元件可以進(jìn)行削波鉗位。如果過電壓情況比較嚴(yán)重，壓敏電阻則會擊穿導(dǎo)通，這時(shí)將熔絲熔斷，使開關(guān)電源得到保護(hù)。只要輸入電源電壓低于壓敏電阻的壓敏電壓值，壓敏電阻則呈現(xiàn)高阻狀態(tài)。由此可見，壓敏電阻的壓敏電壓值必須高于最高交流輸入電壓的峰值，并且還應(yīng)考慮熔絲系數(shù)（K=1.2～1.5）。對于220V的工頻輸入電壓，通常選用壓敏電壓為380～420V的壓敏電阻，大多數(shù)選用420V的壓敏電阻。

還有過電壓保護(hù)采用穩(wěn)壓二極管的，不過要注意的是穩(wěn)定電壓是隨著穩(wěn)壓二極管電流與溫度的變化而變化的，所以在選用穩(wěn)壓二極管時(shí)，必須選用性能穩(wěn)定、電壓漂移非常小的產(chǎn)品。用光耦合方式進(jìn)行過電壓保護(hù)的電路如圖2-13所示。當(dāng)輸出電壓（V_o）由于某種原因急劇升高時(shí)，二極管VD₂反向擊穿，使光耦合器P613G中的發(fā)光二極管的電流增大，同時(shí)光敏晶體管的電流也增大，使晶閘管觸發(fā)而導(dǎo)通。這時(shí)供電電壓V_CC由于晶閘管的導(dǎo)通而下降。電阻R₄使光耦合器的電流轉(zhuǎn)換為觸發(fā)電壓，電容C₁將觸發(fā)電壓微分為尖脈沖，使觸發(fā)脈沖可靠準(zhǔn)確，保證晶閘管導(dǎo)通的快速性和準(zhǔn)確性。

圖2-13 光耦合晶閘管過電壓保護(hù)電路

當(dāng)輸出電壓為5V時(shí)，VD₁選用HZ5C3或者1N5993B，電阻R₁選用10Ω電阻；當(dāng)輸出電壓為12V時(shí)，VD₁選用1N6002B，電阻R₁選用51Ω電阻；當(dāng)輸出電壓為24V時(shí)，VD₁選用1N6009B，電阻R₁選用10Ω電阻。

圖2-14所示電路是用分立元件構(gòu)成的過電壓保護(hù)電路。

圖2-14 用分立元件構(gòu)成的過電壓保護(hù)電路

兩只晶體管采用PNP型和NPN型不同型號的管子組成復(fù)合晶體管，對過電壓起著保護(hù)作用。由圖2-14得知，電路的反饋電壓V_FB經(jīng)穩(wěn)壓二極管VS穩(wěn)壓后，由電阻R₁分壓，控制VT₂的工作狀況。在輸出電壓正常時(shí)，V_G較小，VT₁、VT₂截止，過電壓保護(hù)電路不工作。當(dāng)輸出電壓V_o出現(xiàn)過電壓時(shí)，反饋電壓V_FB升高，控制電壓V_G也升高，使得晶體管VT₂、VT₁導(dǎo)通，A點(diǎn)的電壓V_e下降，控制IC₁關(guān)閉驅(qū)動脈沖，振蕩器停振，起到保護(hù)作用。穩(wěn)壓管VS的穩(wěn)定電壓與VT₂的發(fā)射極電壓之和（即V_Z+V_BE2）小于反饋電壓V_FB時(shí)，就進(jìn)行過電壓保護(hù)。一般V_FB為12V左右（對光耦合電路）。

3.欠電壓保護(hù)電路

欠電壓保護(hù)對于我國目前的電力供應(yīng)情況來說是非常需要的。往往由于供電電壓過低，開關(guān)電源無法啟動，甚至燒毀，因此必須采取欠電壓保護(hù)措施。圖2-15所示是由光耦合器等組成的欠電壓保護(hù)電路。

當(dāng)輸入市電電壓低于下限值時(shí)，經(jīng)過整流橋（未畫出）整流、電容C₃濾波的直流電壓V₁也較低，經(jīng)電路電阻R₁、R₂分壓后使V_B電壓降低。當(dāng)VT₁的基極電壓V_B低于2.1V時(shí)，VT₁、VD₄均導(dǎo)通，迫使V_C下降。當(dāng)V_C＜5.7V，立即使IC₁的7腳（比較器輸出端）電壓下降到2.1V（正常值為3.4V）以下時(shí)，IC₁脈寬調(diào)制輸出高電平，造成PWM鎖存器復(fù)位，立即關(guān)閉輸出。這就是光耦合輸入、欠電壓保護(hù)的工作原理。

設(shè)VT₁的發(fā)射結(jié)電壓V_BE=0.65V，VD₄的導(dǎo)通壓降V_F4=0.65V，IC₁的正常工作電壓V_C的下限電壓為3.4V。顯然，當(dāng)VT₁和VD₄導(dǎo)通時(shí)，VT₁的基極電壓V_B=V_C-V_BE-V_F4=3.4V-0.65V-0.65V=2.1V，可將2.1V作為VT₁的欠電壓閾值。

圖2-15 光耦合欠電壓保護(hù)電路

設(shè)電源輸入最低電壓V₁=100V，R₁=1MΩ，V_B=2.1V，將其代入上式，可計(jì)算出R₂的值。

，取21kΩ

為了降低保護(hù)電路的功耗，反饋電壓V_FB應(yīng)在12～18V范圍內(nèi)取值。如果供電電源突然發(fā)生斷電，直流電壓V₁也隨C₃的放電而衰減，使輸出電壓V_o降低。一旦V_o降到能自動穩(wěn)壓范圍之外，電容C₂開始放電，使V_C電壓上升，同樣也使IC₁的PWM信號的寬度變寬，使輸出電壓上升，起到穩(wěn)壓作用，但是這種穩(wěn)壓范圍很小。

4.過熱保護(hù)電路

開關(guān)電源的耐溫性能和防火性能不僅直接關(guān)系到開關(guān)電源的可靠性和使用壽命，而且還直接關(guān)系到發(fā)生火災(zāi)的危險(xiǎn)程度，關(guān)系到人們的生命財(cái)產(chǎn)安全。

開關(guān)電源的熱源主要是高頻變壓器、開關(guān)功率晶體管、整流輸出二極管以及濾波用的電解電容，其中高頻變壓器、開關(guān)功率晶體管及整流輸出二極管的溫升比較突出。為了防止開關(guān)電源因過熱而損壞，設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)不僅要求必須使用高溫特性良好的元器件，同時(shí)要求電路、印制電路板（PCB）、高頻變壓器等設(shè)計(jì)合理、制作工藝先進(jìn)，并且需要采取過熱保護(hù)措施，這些都是為保證安全所必須具備的條件。

為了抑制開關(guān)功率晶體管的溫升，除選用儲存時(shí)間短、漏電流小的晶體管（包括MOS-FET）外，最簡便的方法是給晶體管表面加裝散熱片。事實(shí)證明，晶體管加裝散熱片后，電源的穩(wěn)定性將大大提高，失效率明顯降低。電子開關(guān)過熱保護(hù)措施的作用是在開關(guān)電源中容易發(fā)熱的元器件或電源外殼的溫度超過規(guī)定極限值之前，切斷開關(guān)電源的輸入線，或強(qiáng)制關(guān)閉調(diào)制脈沖輸出，停止高頻振蕩。

開關(guān)電源過熱保護(hù)的類型可分成以下幾類：自動復(fù)位型，手動復(fù)位型，不可更新、非復(fù)位（熔絲）型以及可提供等效過熱保護(hù)的其他各種類型。

過熱保護(hù)器與開關(guān)電源構(gòu)成整體。最基本的放置要求是不能受到機(jī)械碰撞，便于拆裝；在保護(hù)器的功能與極性有關(guān)系時(shí)，則用軟線連接，插頭不帶極性的設(shè)備應(yīng)該在兩根引線上都有過熱保護(hù)器；保護(hù)器的電路斷開時(shí)，不影響開關(guān)電源的正常工作，更不能引起火災(zāi)或損壞電氣設(shè)備。通常開關(guān)電源的電路板面積和殼體內(nèi)的空間都比較小，采用過熱保護(hù)器有一定的難度。如果過熱保護(hù)器確實(shí)難以放下，可以采用溫度熔絲或熱敏電阻作為過熱保護(hù)器。將它貼在高頻變壓器或功率開關(guān)管殼體表面上，當(dāng)溫度升高到一定值（一般為85℃）后，過熱保護(hù)開關(guān)就能自動切斷電源。對于獨(dú)立式開關(guān)電源，可以采用過熱保護(hù)電路。這類保護(hù)電路一般利用硅材料PN結(jié)晶體管（如3DG42）的發(fā)射結(jié)或熱敏電阻作為溫度傳感器，各種控制電路在工作原理上大致一致，只是元器件配置不太一樣。利用熱繼電器和晶閘管器件組成的過熱保護(hù)器，由于電路比較簡單，所用元器件少，常在開關(guān)電源中被采用。

如果開關(guān)電源采用了帶有過熱保護(hù)功能的控制及驅(qū)動集成電路，這時(shí)不需增加任何外圍元器件或只需增加非常少量的外圍元器件，就可以起到過熱保護(hù)的作用。

以KA7522為代表的開關(guān)電源控制及驅(qū)動集成電路沒有內(nèi)置PN結(jié)溫度傳感器，只含有過熱關(guān)斷電路。對于這類控制集成電路，只需在它的外部接一個溫度傳感元件，具體的過熱保護(hù)電路如圖2-16所示。

圖2-16中，R_T是NTC熱敏電阻，它在電路板上應(yīng)緊貼易發(fā)熱的元件，只要發(fā)熱元件的溫度達(dá)到或超過85℃，IC₁的17腳上的電壓就會降到0.85V以下，IC₁則關(guān)斷內(nèi)部的驅(qū)動電路，使其2腳及19腳輸出的電平為低電平，開關(guān)電源停止工作。當(dāng)溫度降低到50℃時(shí)，IC₁利用18腳的電壓溫度滯后特性，將重新啟動，調(diào)制脈沖重新輸出，開關(guān)電源開始工作。由此可見，采用具有過熱關(guān)斷電路的控制集成電路，可使過熱保護(hù)變得十分簡單，而且集成電路本身的價(jià)格也很低，其性能價(jià)格比是很高的，值得推廣。

圖2-16 KA7522過熱保護(hù)電路

2.2.5 開關(guān)電源軟啟動回路設(shè)計(jì)

開關(guān)電源接上電源后，驅(qū)動脈沖逐漸加寬到設(shè)計(jì)值，使輸出電壓V_o慢慢建立，這個過程就是軟啟動。開關(guān)電源如果具有軟啟動功能，就可以防止負(fù)載電流I_o或電源輸入電流I_S的大電流沖擊，以免損壞開關(guān)電源。

軟啟動的電路很多，多數(shù)采用RC延時(shí)電路。與軟啟動相反的就是硬啟動。硬啟動就是強(qiáng)制性地在開關(guān)的“關(guān)”和“開”過程中加進(jìn)電壓。理論分析：開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，開關(guān)上的電流上升和電壓下降是同時(shí)進(jìn)行的；開關(guān)截止時(shí)，電壓上升和電流下降也是同時(shí)進(jìn)行的。這樣，電流和電壓的輸入波形疊加便產(chǎn)生開關(guān)損耗，這種損耗會隨著頻率的提高而急速增加。與此同時(shí)，當(dāng)電子開關(guān)截止關(guān)斷時(shí)，電路中的電感元件還會感應(yīng)出尖峰電壓。這種電壓也會隨著開關(guān)頻率的變化而急劇改變，搞不好的話，很可能使開關(guān)器件擊穿。另外，電子開關(guān)高電壓導(dǎo)通時(shí)，儲存在開關(guān)器件結(jié)電容中的能量不能全部釋放出去，在器件內(nèi)將電能轉(zhuǎn)換為熱能而耗散掉，而且這種消耗也是隨著頻率的升高而增加。如果開關(guān)管在截止期間有導(dǎo)通動作，很容易產(chǎn)生很大的沖擊電流，對器件的安全運(yùn)行造成危害。這是開關(guān)電源在硬啟動條件下的一些實(shí)際存在的問題。軟啟動技術(shù)必將在開關(guān)電源中得到廣泛應(yīng)用。

1.軟啟動電路的作用

現(xiàn)在很多開關(guān)電源都采用硬啟動的方式，一通電開關(guān)電源就進(jìn)入工作狀態(tài)。這種“強(qiáng)制性”啟動方式，不僅會對開關(guān)電源本身帶來損害，還有可能在負(fù)載電流（I_o）或輸入電流I_S上會產(chǎn)生一個大的沖擊電流，負(fù)載電壓V_o會超越界限，更重要的是可能產(chǎn)生雙倍磁通。什么是雙倍磁通呢？開關(guān)電源在啟動瞬間會產(chǎn)生飽和現(xiàn)象，這種現(xiàn)象在沒有設(shè)計(jì)軟啟動的半橋式、全橋式和推挽變換式開關(guān)電源電路里最容易出現(xiàn)。為了增加高頻變壓器的磁感應(yīng)強(qiáng)度，取單向磁化值的兩倍，就是擺幅值在峰-峰值之間取值。設(shè)計(jì)時(shí)，為了避免產(chǎn)生雙向磁化，可減少半橋式、全橋式、推挽變換式高頻變壓器的一次繞組的匝數(shù)，這樣的結(jié)果反過來會對開關(guān)電源的效率、開關(guān)功率管承受的應(yīng)力帶來不好的影響。這種方法不可采用。

電源在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，磁心是這樣工作的：磁心在關(guān)斷（t_off）時(shí)間內(nèi)，在變壓器二次側(cè)的續(xù)流二極管和濾波電感的作用下，輸出的續(xù)流受到鉗位，在每半周期開始時(shí)刻磁感應(yīng)強(qiáng)度不是+B就是-B，這就是最大磁感應(yīng)強(qiáng)度擺幅值，在穩(wěn)態(tài)半周期內(nèi)將是ΔB的2倍。這種現(xiàn)象還存在潛在的問題，比如說，在變換器剛加進(jìn)電源V_S的瞬間，開關(guān)管開始導(dǎo)通，在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，可能出現(xiàn)磁心中有雙倍磁通的現(xiàn)象。因?yàn)樵谠即鸥袘?yīng)強(qiáng)度起始點(diǎn)磁偏移非常接近于零，從這個開始點(diǎn)開始，2倍ΔB的實(shí)變磁感應(yīng)強(qiáng)度（即峰-峰擺幅）將導(dǎo)致在第一個半周內(nèi)出現(xiàn)磁心飽和，存在燒毀元器件的可能性。在實(shí)驗(yàn)室里，往往在電源未通電之前，各種測試對電源不產(chǎn)生什么影響，認(rèn)為是安全的、可靠的，可是等到一通電，開關(guān)管就燒毀了。這就是雙倍磁通效應(yīng)的惡果。

為了防止出現(xiàn)這種雙倍磁通效應(yīng)，第一，可減小工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，但這樣做的結(jié)果是減小了磁心的利用率，這是不可行的。第二，可增加軟啟動環(huán)節(jié)，在穩(wěn)態(tài)半周期內(nèi)不出現(xiàn)磁心飽和現(xiàn)象。在啟動時(shí)減小導(dǎo)通脈沖寬度，直到磁心在每個周期內(nèi)開始工作時(shí)，逐漸建立在-B或者+B上而不是2ΔB上，就不會出現(xiàn)雙倍磁通。這種軟啟動方法是解決雙倍磁通效應(yīng)最可行的方法。

2.軟啟動電路的設(shè)計(jì)

圖2-17所示的是一種軟啟動性能較好的電路。

圖2-17 帶有運(yùn)放的軟啟動電路

電源接通時(shí)，通過R₆、R₁、VD₁的10V電壓較快地建立起來（相對V_S=300V而言）。這時(shí)，C₁的端電壓為零。10V電壓經(jīng)R₃對C₁充電，R₃上的電壓經(jīng)VD₂加到運(yùn)算放大器A₁的反相端。A₁的輸出為負(fù)，這時(shí)不可能有脈沖輸?shù)津?qū)動回路。當(dāng)一次電壓V_S加到變換電路上后，C₁充電到一定電壓時(shí)，電壓加到VT₁的發(fā)射極和集電極之間。由于電阻R₂的存在，VT₁導(dǎo)通。VT₁導(dǎo)通后，充電電容C₁開始放電，這一狀態(tài)一直維持到?jīng)]有脈沖產(chǎn)生。當(dāng)V_S電壓加到變換電路上已達(dá)到200V時(shí)，穩(wěn)壓管VS擊穿，VT₁截止關(guān)斷，C₁放電停止。在10V電壓的作用下，電流流經(jīng)R₃形成電壓V_R3，向電容C₁充電。隨著充電電流的減小，R₃上的電壓V_R3逐漸降低，A₁的反向輸入端電壓由負(fù)值逐漸變?yōu)榱?。在同相端三角波的作用下，放大器A₁逐漸有調(diào)制脈沖加寬輸出，這就達(dá)到了軟啟動的目的。

A₂為誤差放大器。從輸出電壓V_o中引出的信號加到A₂的同相端，A₂的輸出信號經(jīng)R₄控制A₁的反相輸入端。C₁雖經(jīng)R₃充電，但VD₂反向偏置，C₁不會影響脈寬調(diào)制。當(dāng)電源關(guān)斷時(shí)，C₁又使VT₁導(dǎo)通，把C₁上的電壓放完，為下一次充電做好準(zhǔn)備。

這個電路不僅提供延遲軟啟動功能，而且還具有低壓保護(hù)功能，調(diào)整好后可以防止啟動瞬間的雙倍磁通效應(yīng)。

圖2-18所示的是兩種光耦合軟啟動電路。在圖2-18a中，軟啟動電容C_S并接在精密穩(wěn)壓源IC₂（TL431）的陰極和陽極之間。當(dāng)電路剛接上電源時(shí)，由于啟動電容C_S的兩端電壓不能突變，V_AK=0，IC₂不工作。隨著整流器輸出電壓逐漸升高并由光耦合器中發(fā)光二極管上的電流和R₁上的電流對C_S充電，C_S上的電壓不斷升高，IC₂逐漸轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)，輸出電壓就在延遲時(shí)間內(nèi)慢慢上升，最終達(dá)到額定的輸出電壓值V_o。

軟啟動是變換電路的正常方式啟動，它有助于減少元器件所受的應(yīng)力。圖2-18a所示電路是一個非常重要的電路，具有實(shí)際功效，特別對輸入阻抗很高的變換電路（如半橋式、全橋式、推挽式變換電路）更為有效。圖2-18b所示電路在穩(wěn)壓管的兩端并接一只4.7～22μF的電解電容C_S，它的工作原理與圖2-18a所示電路相同，具有延時(shí)啟動功能。延時(shí)時(shí)間的長短與開關(guān)電源輸出功率的大小有關(guān)，大功率電源一般要延時(shí)30～45ms，中小功率的電源只要延時(shí)10～30ms就可以了。電源的延時(shí)時(shí)間主要決定于啟動電容的容量，另外還與電源電路的輸入阻抗有關(guān)。一個高輸入阻抗的電源，它的啟動時(shí)間就長。當(dāng)然，啟動時(shí)間也與電路中元器件的參數(shù)有關(guān)。對啟動時(shí)間要進(jìn)行調(diào)整，延時(shí)時(shí)間不能太長，否則會影響控制靈敏度。

圖2-18 兩種光耦合軟啟動電路

2.2.6 開關(guān)電源多路輸出反饋回路設(shè)計(jì)

許多電子產(chǎn)品（如自動化儀表、機(jī)頂盒解碼器、傳真機(jī)、錄像機(jī)、彩色電視機(jī)等）都需要多路輸出電源，多路電流負(fù)載要求各路電壓都得到穩(wěn)壓。一般開關(guān)電源是不能滿足上述要求的，因?yàn)槎嗦份敵鐾嬖诓黄胶鈫栴}。所謂不平衡是指這個電源某一路的輸出電流I_o1連同輸出電壓V_o1調(diào)好了，等到調(diào)節(jié)第二路輸出電流I_o2時(shí)，第一路輸出電壓V_o1下降了。調(diào)好了第一路，第二路變了，再調(diào)好第二路，第一路又變了。很是麻煩，更不要說第三路、第四路了。

多路輸出反饋電路也有4種類型：基本反饋電路、改進(jìn)型基本反饋電路、配穩(wěn)壓二極管的光耦合反饋電路以及帶精密穩(wěn)壓源的光耦合反饋電路。其中以帶精密穩(wěn)壓源的光耦合反饋電路用得最多，這是因?yàn)樗男阅茏詈谩６嗦份敵鲩_關(guān)電源也有兩種工作模式：一是連續(xù)模式（CUM），其優(yōu)點(diǎn)是能提高控制芯片的利用率；二是不連續(xù)模式（DUM），其優(yōu)點(diǎn)是在輸出功率相同的情況下，能采用尺寸較小的磁心，有利于減小高頻變壓器的體積。多路輸出開關(guān)電源一般采用連續(xù)模式，因?yàn)橐岣咝酒睦寐?。但是二次繞組如何繞制，怎樣提高高頻變壓器的效率以及降低漏感，又是一個新的問題。

1.多路輸出反饋電阻的計(jì)算

多路輸出是以開關(guān)電源總功率不變?yōu)榍疤?，還要注意改善負(fù)載調(diào)整率，減小電磁干擾，消除峰值雙倍磁通效應(yīng)，增強(qiáng)軟啟動功能，實(shí)現(xiàn)多路對稱輸出。圖2-19所示是實(shí)現(xiàn)上述要求的多路輸出開關(guān)電源原理圖。

圖2-19所示開關(guān)電源共有5路輸出，其中V_o1、V_o2、V_o3分別輸出5V/2A、12V/1.2A、18V/1A，V_o4和V_o5是對稱的±30V輸出，總輸出功率約為53W。由圖2-19可見，V_o1、V_o2、V_o3為主輸出，主輸出電路分別引出3路反饋控制信號；V_o4和V_o5是輔助輸出，采用正負(fù)對稱輸出電路，未加反饋控制。主輸出電路因?yàn)橛蟹答伩刂?，雖然各路的負(fù)載電流高到1～2A，但是當(dāng)各路負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，不會互相影響。圖2-20所示是3路同時(shí)提供反饋的電路。

圖2-19 多路輸出開關(guān)電源原理圖

圖2-20 V_o1、V_o2、V_o33路同時(shí)提供反饋的電路

在圖2-19中，高頻變壓器的N_S1、N_S2、NS3³組繞線采用堆疊式繞法。在前面3組繞完后，后面兩組也采用堆疊式繞法，只是兩組分開罷了。由圖2-19可見，從V_o1（5V）主輸出電路引出反饋信號后，其余兩組主輸出V_o2、V_o3緊隨其后，同時(shí)從各輸出端也增加了反饋。電阻R₄、R₅、R₆的一端并聯(lián)在R₃上，另一端各接各組電壓輸出端。這樣，各組輸出電壓都得到了極好的穩(wěn)定性，各組輸出的負(fù)載電流從10%變化到100%輸出的負(fù)載調(diào)整率分別為S_I1=±1.2%，S_I2=±1.0%，S_I3=±0.08%。下面談一下各組輸出反饋電阻的計(jì)算方法。

V_o3（18V）輸出的反饋量由R₆的阻值決定，V_o2（12V）輸出的反饋量由R₅的阻值決定，V_o1（5V）輸出的反饋量由R₄的阻值決定。首先計(jì)算各路反饋電流I_F1～I_F3?？偟姆答侂娏鳛?/p>

輸出總電流為

I_o=I_o1+I_o2+I_o3=2A+1.2A+1A=4.2A

反饋比例系數(shù)K₁、K₂、K₃分別為

各組反饋電流I_F1、I_F2、I_F3分別為

I_F1=I_FK₁=250μA×0.476=119μA

I_F2=I_FK₂=250μA×0.286=71.5μA

I_F3=I_FK₃=250μA×0.238=59.5μA

各組反饋電阻R₄、R₅、R₆的阻值分別為

上述計(jì)算方法是計(jì)算多路輸出開關(guān)電源反饋電阻的一種既簡便又精確的方法。如果要計(jì)算4路或5路輸出反饋電阻，可將兩只精密穩(wěn)壓源并接起來，基準(zhǔn)電壓V_REF仍為2.50V，這時(shí)電路容量將提高一倍。

2.多路對稱型輸出的實(shí)現(xiàn)

多路輸出自然包括對稱型正負(fù)電壓輸出回路。由于變壓器的二次側(cè)存在多個繞組，不管變壓器是采取分離式繞法還是采取堆疊式繞法，各個繞組之間必須用薄膜膠帶進(jìn)行隔離，薄膜膠帶隔離的結(jié)果是將會產(chǎn)生層間電容。另外，繞組的匝與匝之間也會產(chǎn)生匝間電容，這種電容的存在是產(chǎn)生峰值電流的原因之一。況且，正負(fù)對稱的兩組繞線的長度也不一定相同，它們的阻抗（包括感抗和容抗）也就不一定相等。所有這些不同或不相等的結(jié)果將影響對稱輸出的不平衡，就有不對稱輸出的出現(xiàn)。解決不對稱的辦法是：第一，在繞制變壓器時(shí)一般采用堆疊式繞法，并且將先繞的那一組（如正電壓輸出）多繞1～2匝，這樣既消除了輕載時(shí)的不穩(wěn)定性，也加強(qiáng)了磁場耦合能力，使得兩組能達(dá)到較好的“平衡”；第二，在設(shè)計(jì)印制電路板時(shí)，正、負(fù)兩組輸出的整流二極管和第一級濾波電容（見圖2-21）要緊靠高頻變壓器，變壓器的引線以短粗為好，千萬不能出現(xiàn)調(diào)整好正電壓輸出后負(fù)繞組輸出電壓發(fā)生了變化，調(diào)整好負(fù)繞組輸出電壓后正電壓輸出又發(fā)生了變化。雖然正負(fù)對稱輸出電路簡單，但在成品開關(guān)電源中會出現(xiàn)一些問題，必須在調(diào)試過程中積累經(jīng)驗(yàn)，認(rèn)真試驗(yàn)，保證成品在大生產(chǎn)中不出現(xiàn)問題。

3.多路輸出變壓器的設(shè)計(jì)

對待二次側(cè)多路輸出的高頻變壓器，除了繞組間、層間和繞組與繞組間存在分布電容外，變壓器的一次繞組與二次繞組之間也存在分布電容，電容較大，二次側(cè)會產(chǎn)生100kHz或更高頻率的開關(guān)噪聲電壓。所以，在設(shè)計(jì)、制作這類變壓器時(shí)應(yīng)采取一些相應(yīng)的措施，如適當(dāng)減少變壓器一次繞組的匝數(shù)，增加一次側(cè)與二次側(cè)間的耦合等。但這僅是一部分，還要在電路設(shè)計(jì)上采取一定的措施，如可利用圖2-22所示方法減小電磁干擾。

圖2-21 正負(fù)對稱輸出電路

在隔離輸出的接地端與+5V輸出的返回端RTN之間接入電容C_o1、C_o1、C_o3，可將噪聲電壓旁路掉。要求電容的耐電壓值為1000V，容量為1.1～2.2nF。

為了提高開關(guān)電源多路輸出的穩(wěn)定性，可采用多路同時(shí)反饋電路，如圖2-20所示。如果要改善多路輸出中某一組或某幾組的負(fù)載調(diào)整率，則可采用圖2-23所示的方法，就是給5V輸出（輸出電流大的一組）加一個模擬負(fù)載，它的阻值應(yīng)根據(jù)負(fù)載變化的范圍而定。電路中增加了R_F1、R_F2，消除了因紋波電流流經(jīng)R₁、C₉加到精密穩(wěn)壓源IC₃（TL431）的基準(zhǔn)端而造成輕載時(shí)輸出電壓不穩(wěn)定的現(xiàn)象。若一個開關(guān)電源有5組輸出，則不可能每一組都出現(xiàn)負(fù)載調(diào)整率不穩(wěn)定，最多也不超過兩組，這兩組在低壓、大電流輸出時(shí)也許會出現(xiàn)不穩(wěn)定。圖2-23中R_F1、R_F2為輸出電壓V_o1、V_o2的模擬電阻，C₁₀是軟啟動電容。

圖2-22 減小電磁干擾的方法

圖2-23 改善負(fù)載輕載時(shí)調(diào)整率

4.設(shè)計(jì)多路輸出高頻變壓器的注意事項(xiàng)

多路輸出高頻變壓器的設(shè)計(jì)與一般變壓器雖然有很多相同的方面，但是不完全一樣。設(shè)計(jì)多路輸出高頻變壓器時(shí)應(yīng)注意如下事項(xiàng)。

（1）最大限度地增強(qiáng)磁耦合程度

多路輸出有5組甚至更多的繞組，每組繞組必須加2～3層高強(qiáng)度、高耐壓的絕緣膠帶，這樣不但會產(chǎn)生大的層間分布電容，還將降低各繞組間的耦合，尤其是一次側(cè)對各二次側(cè)間的耦合，遠(yuǎn)離一次側(cè)的繞組必將減少磁耦合。所以，變壓器的一次側(cè)是不能放在鐵氧體磁心的最里面的，而應(yīng)根據(jù)二次側(cè)輸出電流的大小來確定一次繞組所要放的層次位置。如圖2-19所示，V_o1、V_o2、Vo3三組輸出電流較大，輸出電流都超過了1A。這既要采用堆疊式繞法，還要采用“三明治”繞法，將兩種方法結(jié)合起來使用。下面根據(jù)圖2_-24具體闡述變壓器的繞制順序。首先從1腳開始，以?0.33mm×4高強(qiáng)度漆包線或具有高絕緣強(qiáng)度的0.2mm×1.8mm銅條順時(shí)針繞4匝至2腳結(jié)束，記為N_S1。以?0.41mm漆包線從7腳開始，順時(shí)針繞26匝至8腳結(jié)束，為N_P的一半。在繞完的N_S1和N_P的一半的繞線面上，各繞高壓絕緣膠帶3層，保證N_S1與N_S2之間的絕緣強(qiáng)度。接著以?0.33mm×2的漆包線繞5匝，起點(diǎn)是2腳，終點(diǎn)為3腳，記該繞組為N_S2。同樣在N_S2上面繞3層絕緣膠帶，再以?0.41mm的漆包線在N_S2上面繞26匝，起點(diǎn)是8腳，終點(diǎn)是9腳，記為N_P繞組。以同樣的順序繞N_S3，再繞N_F，最后繞N_S4、N_S5。要注意的是：繞N_S4時(shí)比N_S5多1匝，這是實(shí)現(xiàn)正、負(fù)電壓對稱輸出所采取的一項(xiàng)措施。將這兩組放在變壓器的最外層，一是由于它們的負(fù)載電流較小，二是外界干擾的噪聲信號相對較弱，電源的電壓調(diào)整率不因負(fù)載的變化而受到影響。

圖2-24 多路輸出變壓器腳位設(shè)計(jì)

（2）磁心的選用

多路輸出受自身輸出功率、磁心的熱力效應(yīng)、磁心的損耗、飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度等多種因素的影響，因此，選擇磁心時(shí)一定要選用最佳磁感應(yīng)強(qiáng)度的磁心，這是為了避免出現(xiàn)磁心磁飽和，達(dá)到磁心的總損耗最小?？倱p耗最小的條件是銅損與鐵損相等。為了獲得最大的效率和最小的損耗，磁感應(yīng)強(qiáng)度一定要適量，大了會出現(xiàn)磁飽和，小了則磁感量不足，能量沒有得到充分發(fā)揮。另外，磁心形狀的選擇也要引起注意。對于多路輸出，選用EC型磁心比較好，這是因?yàn)樗@線的空間大，散熱面積大，而且它的耦合性能也比較好。值得注意的是，變壓器在輸入最低電壓和最大脈沖寬度的條件下，對于多路輸出的開關(guān)電源不能出現(xiàn)飽和，當(dāng)輸入最高電壓時(shí)，輸出脈沖寬度會變窄。這說明磁心是合適的，因?yàn)榇判囊呀?jīng)遠(yuǎn)離了飽和區(qū)域，是安全的。

（3）考慮避免失控

多路輸出電源不能出現(xiàn)任何一路失控，否則，這種電源是失敗的。控制電壓電路應(yīng)在高靈敏度狀態(tài)下工作，當(dāng)有高電壓輸入時(shí)，能夠很快限制脈沖的寬度，這個寬度不能超越設(shè)計(jì)時(shí)的設(shè)定值，否則將會失控。當(dāng)然，電源電路的控制性能要完善，控制電流模式的芯片在考慮避免失控這一要素方面值得借鑒。

2.2.7 LED照明驅(qū)動電路設(shè)計(jì)

無論哪種電子設(shè)備都需要有電氣保護(hù)，這對于設(shè)備安全運(yùn)行，延長設(shè)備的壽命是非常重要的一種措施，沒有安全就沒有壽命。LED照明驅(qū)動電路通常具有過電壓保護(hù)電路、過電流保護(hù)電路、過熱保護(hù)電路、開路保護(hù)電路、靜電放電保護(hù)電路等。現(xiàn)將各種保護(hù)電路逐一介紹。

1.LED驅(qū)動器過電壓保護(hù)（Overvoltage Protection）電路

圖2-25 TPS61043過電壓保護(hù)電路

LED照明，為防止因電壓過高而損壞器具，需要增設(shè)過電壓保護(hù)電路。驅(qū)動白光LED主要是正向電流通過器件，可采用恒流或恒壓來實(shí)現(xiàn)，將白光LED串聯(lián)一只限流電阻，它將限制通過LED上的電流。當(dāng)額定電壓為3.6V時(shí)，會有20mA的電流流過LED，若電壓降低4V時(shí)，正向電流則下降至14mA，所以說正向電壓只要改變10%，正向電流就會出現(xiàn)30%的大幅度變化，將極端影響LED的發(fā)光亮度，這是不允許的。比較理想的LED驅(qū)動方式采用恒功率源。在出現(xiàn)開路的情況下，恒流的白光LED驅(qū)動需要過電壓保護(hù)。連接器的引腳松脫就會造成開路故障，為了提供恒流，就要增加輸出電壓，此時(shí)若無保護(hù)電路，輸出電壓很快升高，對IC或輸出電容造成損害，保護(hù)驅(qū)動器的最簡單的方法是選擇過電壓保護(hù)IC，利用芯片功能來限制最大輸出電壓，例如TPS 61043具有這種功能。圖2-25所示為以一臺多功能手機(jī)屏幕的驅(qū)動器為例，鋰電池的供電電壓為2.7～4.2V，內(nèi)置4只串聯(lián)LED燈，最大正向電流為20mA，這種設(shè)計(jì)需要20mA最大輸出電流和16V電壓，負(fù)責(zé)提供PWM調(diào)光功能所需的數(shù)字信號，這時(shí)真正需要負(fù)載切斷功能，以便延長和保護(hù)電池的使用。TPS 61043完全能滿足，它能夠提供過負(fù)載切斷、過電壓保護(hù)和PWM調(diào)光功能。主要挑戰(zhàn)在于正確選擇外部器件和適當(dāng)?shù)碾娐凡季郑_的電阻值是由IC的參考電壓0.252V除以LED的最大電流20mA來決定，相當(dāng)于12.6Ω。電感L的選擇不僅關(guān)系到電源的效率；還將飽和電流的額定值限制到最低，降低功耗。在傳統(tǒng)的升壓變換器中，輸出電感和電容將決定轉(zhuǎn)換器的反饋電路是否穩(wěn)定。TPS61043含有先進(jìn)的控制電路，無論電源內(nèi)外的條件變化，它都能確保電源供電穩(wěn)定，不用考慮反饋補(bǔ)償。電路的開關(guān)頻率f_s是由輸入輸出電壓，負(fù)載電流和電感L決定的。計(jì)算公式如下：

式中，I_o為LED的工作電流，I_o=20mA；V_o為輸出電壓，最大值V_o=20V；V_i為輸入電壓，最小值V_i=2.7V；V_F為保護(hù)二極的正向壓降V_F=0.4V；I_p為電路峰值開關(guān)電流，由控制拓?fù)錄Q定I_p=0.4A；L為電感值。

選擇輸入輸出電容C₁、C₂后，C₁、C₂的電容量高低，對穩(wěn)定電源的輸入阻抗起到重要作用，若沒有輸入電容，電源將以脈沖形式從輸入端汲取電流，會在輸入電源線中產(chǎn)生很大的電壓紋波，進(jìn)而沖擊到系統(tǒng)的其他部分。在較高的工作頻率下，容抗變得較小，這能降低紋波電壓。輸出電容C₂選用陶瓷電容。電壓保護(hù)二極管VD₁選擇時(shí)應(yīng)考慮和電感L相同的峰值電流，逆向額定電壓必須大于LED的兩端正向電壓，VD₁選用肖特基二極管較為合適，因?yàn)樗姆聪蚧謴?fù)時(shí)間短。

2.LED驅(qū)動過電流保護(hù)MAX4373電路

MAX4373是過電流保護(hù)IC，片內(nèi)有電流檢測放大器、電流比較器。電阻R_SEN為采樣電阻，阻值越大功耗也大，設(shè)計(jì)電路時(shí)該電阻應(yīng)選用錳銅金屬膜電阻，也可選用LW貼片式電阻。圖2-26所示的開關(guān)管選用P溝道功率管MOSFET，進(jìn)行電路負(fù)載過電流保護(hù)。當(dāng)電流負(fù)載正常時(shí)，輸出電壓經(jīng)電阻R₁、R₂分壓，分壓后的電壓小于600mV時(shí)，片內(nèi)比較器輸出（6腳）低電平，VT₁導(dǎo)通，這時(shí)輸入電V_i經(jīng)VT₁向負(fù)載發(fā)光二極管供電。當(dāng)負(fù)載電流I_F超過設(shè)計(jì)電流值時(shí)，使2腳的輸出分壓大于600mV，比較器COUT1輸出高電平，VT₁截止，負(fù)載失電。由于比較器輸出鎖存，VT₁一直保持截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)過電流故障排除后，按一下復(fù)位鍵K可重新啟動。復(fù)位鍵一般用電子延時(shí)開關(guān)取代。

圖2-26 MAX4373過電流保護(hù)電路

過電流保護(hù)（Over Current Protection）是一般LED驅(qū)動電路不可缺少的，常常因?yàn)闊舻亩搪烽_路引起過電流、過電壓。MAX4373是一種低價(jià)位微功耗電流檢測器集成電路。主要特點(diǎn)是微功耗，工件電流典型值是50μA；工作電壓范圍寬為2.7～28V，入失調(diào)電壓低，最大值1mV；電流檢測精度為全量程內(nèi)的2%；內(nèi)部間隙基準(zhǔn)電壓原精度為±1.6%；比較器輸出鎖存；器件有3種不同增益可選擇：共模式電壓范圍寬，為0～28V，并且與電源電壓無關(guān)。該控制IC所組成的過電流保護(hù)器、電流檢測及電流監(jiān)示主要用于筆記本電腦、便攜式電池供電系統(tǒng)、智能電池組、充電器、電源管理系統(tǒng)、充電器轉(zhuǎn)換、控制系統(tǒng)等的精密電流源，是過電流保護(hù)最為精確的裝置。

3.LED驅(qū)動過熱保護(hù)SN3910電路

LED驅(qū)動過熱進(jìn)行保護(hù)，說到底是LED驅(qū)動時(shí)，由器件消耗了電力，產(chǎn)生了熱量，要將這種熱消退，這個過程就是溫度補(bǔ)償，當(dāng)LED驅(qū)動器低于安全溫度時(shí)，LED驅(qū)動器工作在恒流區(qū)；當(dāng)工作溫度超過安全工作點(diǎn)時(shí)，就立即進(jìn)入溫度補(bǔ)償區(qū)，并實(shí)施過溫保護(hù)，此時(shí)LED驅(qū)動器自動調(diào)低輸出電流。美國矽思（Si—EN）微電子公司于2010年推出了帶溫度補(bǔ)償?shù)腖ED驅(qū)動器SN3910芯片，它具有恒流驅(qū)動、溫度補(bǔ)償、可調(diào)光、LED開路保護(hù)和關(guān)斷模式等5種功能，顯著地提高了LED驅(qū)動的可靠性，延長了LED的使用壽命。

SN3910內(nèi)部集成了溫度補(bǔ)償電路與外部電路的熱敏電阻構(gòu)成了過熱保護(hù)電路。SN3910通過不停地檢測熱敏電阻的阻值，獲取LED驅(qū)動器的溫度信息，電阻值隨溫度的升高而逐漸減小，當(dāng)電阻值與溫度補(bǔ)償起始點(diǎn)設(shè)定電阻值相等時(shí)，SN3910就開始減小輸出的平均值電流，以抑制由溫度升高使輸出電流增大的惡性循環(huán)，起到溫度補(bǔ)償?shù)淖饔谩．?dāng)溫度降到安全值時(shí)，平均電流又自動恢復(fù)到預(yù)先設(shè)定的恒流值。

圖2-27所示為SN3910的典型應(yīng)用。輸入電壓V_i=220V（1±15%），F(xiàn)U為1A/250V熔絲管，R_NTC1為熱敏電阻，啟動電源時(shí)限流，C₁為抑制串模干擾的線間電容。整流橋由4只1N4007型1A/1000V硅整流二極管構(gòu)成。為提高功率因數(shù)，利用VD₅～VD₇、C₂、C₃組成無源PFC電路也就是二階填谷式PFC電路，R_NTC2選用100kΩ（T_A=25℃）負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻，R₃采用1.0Ω的1%的金屬膜精密電阻，兩端并聯(lián)一只可調(diào)的100Ω的電位器RP，這只電阻是臨時(shí)的，當(dāng)控制器穩(wěn)定后，測量電阻值（兩只并聯(lián)電阻值）換上新電阻。SN3910溫度補(bǔ)償起始點(diǎn)及輸出電流下降的斜率可以通過R_TH和R_NTC2來設(shè)定。溫度補(bǔ)償?shù)脑砣缦拢河蒘N3910芯片提供1.2V的基準(zhǔn)電壓，然后經(jīng)R_TH和R_NTC2分壓，再引入LD腳，LD腳填充電壓V_LD，計(jì)算如下：

圖2-27 SN3910過熱保護(hù)電路

由以上兩式可知，當(dāng)環(huán)境溫度升高時(shí)，R_NTC2的阻值迅速減小，R_NTC2是溫度補(bǔ)償電阻；當(dāng)V_REF低于1.2V時(shí)，R_NTC2溫度補(bǔ)償功能啟動，立即通過SN3910的內(nèi)部電路使輸出峰值電流減小，從而達(dá)到過溫保護(hù)的目的。該電路適用于交通指示燈、景觀燈等露天照明。

4.LED驅(qū)動開路/短路保護(hù)TPS40211電路

LED驅(qū)動開路保護(hù)，經(jīng)常發(fā)生在LED燈串中的某只LED開路或者接觸不良時(shí)，如果電路發(fā)生類似的故障，研發(fā)工程師必須設(shè)計(jì)電路開路或短路保護(hù)器件，否則將會毀滅整個LED驅(qū)動裝置，這是危險(xiǎn)的。

我們知道，要保證LED串的亮度恒定，必須使驅(qū)動電流可變。使用升壓轉(zhuǎn)換器升到可使用的足夠高的電壓參量，使LED偏置導(dǎo)通，這時(shí)在LED端點(diǎn)串接一只檢測電阻并將兩端的電壓作脈寬調(diào)制PWM控制輸入端的反饋量。如果LED燈串或某段導(dǎo)線發(fā)生故障，則電路就會呈現(xiàn)開路負(fù)載狀況。在這種情況下，電流檢測電阻的兩端電壓下降到零。這時(shí)如果增加PWM的導(dǎo)通時(shí)間來升高電壓會出現(xiàn)失敗，只有控制電路將嘗試增加LED電流。在大多數(shù)情況下，輸出電壓將急劇升高，會引起輸出電容，整流二極管或開關(guān)功率管由于電壓應(yīng)力超值而損壞?，F(xiàn)使用圖2-28所示電路就可以避免出現(xiàn)這種情況，實(shí)施開路保護(hù)。

升壓電路通過測量電阻R₄使LED電流實(shí)施電流負(fù)反饋控制模式，把輸出電壓提升到30V，以350mA的調(diào)節(jié)電流驅(qū)動10只LED，串聯(lián)電阻R₉用來測量并穩(wěn)定反饋回路的穩(wěn)定性。在實(shí)際應(yīng)用中，常用0.81Ω的電阻替代。圖中的R₉和齊納二極管VD₂是開路保護(hù)電路。

電路工作時(shí)，LED的工作電流取決于0.26V的PWM控制器內(nèi)部的參考電壓除以R₄的電阻值。在正常情況下，R₄兩端的壓降為0.26V，這時(shí)，處于串聯(lián)的R₅與R₉的兩端沒有電壓降，串聯(lián)的電阻用來為開環(huán)增益設(shè)置，而不影響輸出電流的工作調(diào)整。VD₂的導(dǎo)通必須要比輸出電壓高20%，起著過電壓保護(hù)的功能。否則將失去保護(hù)作用。

當(dāng)LED開路時(shí)，VD₂、R₉和R₄成為輸出端的負(fù)載，控制器將迫使輸出電壓升高，當(dāng)輸出電壓達(dá)到36V時(shí)，VD₂導(dǎo)通，這時(shí)電流通過R₉、R₄流向地，從而將TS上的感應(yīng)電壓升到0.26V，這就向控制器提供了重要的反饋電壓，直到輸出調(diào)整到30V。VD₂的功耗將下降。如果將VD₂接到LED串的兩端（除去R₉），在開路期間的總輸出電流將經(jīng)VD₂，這時(shí)VD₂無力承受這樣大的功率而被立即燒毀。

圖2-28 LED驅(qū)動MAX3208E開路TPS40211保護(hù)電路