2.5 高速光電二極管

△ 經常使用的高速光電二極管主要有PIN型光電二極管和雪崩型光電二極管APD（ava-lanche photo-diode），這兩種光電二極管在要求高速響應的光電系統中應用很廣泛。

2.5.1 PIN型光電二極管

2.5.1.1 PIN型光電二極管的結構和特點

△PIN光電二極管的結構如圖2-36所示。在PN結的耗盡區內，增加了本征半導體的i層。i層內的載流子濃度非常低，電阻率很大，屬于高阻層。PIN型光電二極管在外加反向偏壓時，高阻的i層內會形成較強的電場。

△ 在無光照時，i層中載流子很少，呈現出本征半導體的高電阻率狀態；在有光照射時，i層中可以吸收進光生載流子并在i層內分離和加速。在PN結當中插入了i層，既可以擴大光生載流子的生成空間，獲得更高的光電變換靈敏度；又可以增大PN結電容等效介質的厚度，減小結電容Cj，提高了光電二極管的響應速度。如圖2-36所示，受光側的p層做得很薄，這可以使外加的反向電壓盡可能多地作用于i層，增大i層內的電場強度；同時又減少了p層內的光子吸收損耗。

△ 有光照射時，p層吸收光子激發出光生“電子-空穴”對，并進入i層。新生的“電子-空穴”對，在i層內電場的作用下發生分離，電子向n區漂移，空穴向p區漂移，并以光電流的形式向外電路輸出。同時，在光照射下，n層內也產生新的少子空穴，并進入i層，在電場作用下向p區移動，也匯成為光電流的一部分，向外電路輸出。

△PIN光電二極管的響應速度，主要由二極管PIN結構中的PN結的結電容值和固體內光生載流子穿越i層的時間來決定。

●由PIN光電二極管PN結電容Cj和外電路負載電阻RL值決定的PIN光電二極管的-3dB截止頻率ft（RC）可由下式決定：

●由PIN光電二極管固體內光生載流子穿越i層的時間決定的光電傳感器的響應頻率上限（截止頻率）ft（B）主要由下式決定

式中：ft（B）——由i層厚度B決定的PIN光電二極管傳感器的截止頻率；

B——i層厚度；

v——載流子在i層中的移動速度（漂移速度）。

（當器件所加的反向偏壓足夠高，使內部電場強度達到104V/cm時，v達到飽和速度為：v=1×107cm/s）。

△ 由式（2-43）可見，當外加反向偏壓足夠大時，i層的厚度B越小，則光生載流子穿越i層的時間就越短，ft（B）就越高，PIN光電二極管的響應速度就越快。但B值減小，光生載流子的生成空間也會縮小，PIN器件的響應靈敏度也會隨著i層厚度的減小而降低；并且i層太薄時，結電容的等效介質厚度也變小，這又使PN結電容Cj增大，使ft（RC）降低，反而使響應速度變慢，這就違背了設計PIN光電二極管的初衷。因此宜全面權衡兼顧各方面性能的要求，合理選擇i層的厚度值。目前PIN型光電二極管已應用于各種高速響應的光電變換系統中，硅（Si）型PIN器件的響應速度已可做到0.3GHz以上，鍺（Ge）和InGaAs型PIN器件的響應速度已可達到1～3GHz以上。有些普通型光電二極管也在依照PIN光電二極管的工作原理，做成具有PIN構造的光電器件以適應更高的工作頻率。

2.5.1.2 PIN光電二極管的參數

△ 以NEC公司的PH302型PIN光敏二極管為例，說明PIN高速光敏二極管的主要參數。

型號： PH302；

結構： Si-PIN型；

短路電流： 5μA/100lx；

暗電流： 30nA（max）/（10V反壓）；

結電容： 14pF/（5V反壓）；

響應時間： 50ns；

峰值波長： 940nm；

有效受光面積：9mm2。

（1）PIN光敏二極管的照度靈敏度

△ 圖2-37給出了PH302型PIN光敏二極管的照度—短路電流特性，數據是在加5V反向電壓條件下得出。可以看出其照度特性在全量程范圍具有良好的線性，因此其短路電流即可認為是其照度靈敏度。即Slx=5μA/100lx。

（2）PIN光敏二極管的光譜靈敏度

△ 圖2-38給出了PH302型PIN光敏二極管的光譜靈敏度特性。由于PH302裝有紅外透過濾鏡，所以它只在700nm以上的紅外區敏感，被制成只能進行紅外線檢測的光電傳感器。并且在940nm時達到響應峰值。

（3）PIN光敏二極管PH302的結電容特性

△ 當需要高速響應時可以選用PIN光敏二極管。PIN光敏二極管與普通的平面型Si光敏二極管相比，結電容Cj更小，響應速度可以提高10～100倍。圖2-39示出了PH302的反向電壓與結電容數值的關系。

（4）PIN光敏二極管PH302的指向特性

△ 圖2-40給出了PH302的指向性參數。以照射光正面（0度）照射傳感器時的響應值為100%，給出了指向性相對靈敏度參數。指向性參數在將PH302用于接收來自于不同角度的光信號的場合，例如用做紅外遙控接收器時具有重要意義。

2.5.1.3 PIN光電二極管的應用電路

△ 圖2-41示出了使用PIN光電二極管PH302的光接收電路。電路中使用了FET作光信號放大管，可用于脈沖光的接收和輸出。常用做紅外遙控器的受光頭電路。

△ 圖2-41中，由于給PIN光敏二極管加了反向偏壓VR，所以響應速度非常快。電阻RP的阻值較小，有利于提高響應速度；但減小RP也會降低光接收靈敏度，應兼顧性能而取定RP值。

△ 由于FET管未加靜態工作點，所以圖2-41電路只能用于放大和輸出脈沖光信號，而不能用于接收模擬光信號。

△ 由于使用了隔直電容器CP，圖2-41這樣的受光電路不會受暗電流的影響；但它只能用于接收光強度不斷變化的脈沖光信號，而不能用于接收恒定的直流光信號。

2.5.2 雪崩型光電二極管（APD）

2.5.2.1 APD型光電二極管的結構和基本原理

△ 雪崩型光電二極管APD（avalanche photo-diode），是利用半導體內部載流子的雪崩倍增作用工作的光敏器件，具有高速響應和高靈敏度特性，也被稱為固體光電倍增管。目前APD光電二極管的光電響應速度可達到數十吉赫茲。圖2-42示出了一種雪崩型光電二極管的外觀。

△APD光敏二極管這種高增益高速度的新型光電傳感器，已在長距離光纖數據通信、激光測距儀器、光學斷層成像機器、光子計數和粒子物理研究等眾多領域發揮重要作用，得到了日益廣泛的應用。現今數據通信領域中經常使用的1.55μm波長高速光纖通信系統，就是使用了在該波長范圍內高效能響應的InGaAs-APD作為關鍵光電換能元件而實現的。正是APD高性能光電傳感器的問世，才使得寬帶長距離光通信方案、固體微光倍增探測方案、單光子計數方案等新的信息捕獲和傳輸方案成為現實。高性能高可靠性的光電傳感器的創新、發展和完善，是現代電子信息科學及通信科學向前發展的重要支柱之一。

△ APD光敏二極管高速動作、高電流增益的工作機理，是在光子注入效應和PN結上所加的高反向電壓的共同誘發下，APD雪崩二極管內部構造中的載流子發生電離、并高速碰撞，而引起晶體內部載流子發生雪崩般倍增，形成光電流增益的效應。一般情況下，給半導體器件的PN結加反向電壓時，PN結中幾乎沒有電流流過，但若給PN結加上更高的反向電壓，使其達到反向擊穿狀態，并使PN結兩側的耗盡層內的電場強度達到105V/cm以上時，那么被強電場所加速的自由電子和空穴，就會高速碰撞并電離半導體晶體內部的原子，并迅速產生出新的自由電子和空穴載流子。晶體內部的原子經過這樣地反復碰撞和電離后，從原子晶格中解脫出的自由電子和空穴載流子就會像雪崩似地加速增生出來。

△ 基于這種原理，需要給APD光電二極管的PN結上加上高反向電壓，才能滿足APD電流倍增的工作條件。如硅（Si）材料的APD器件，其工作時反壓一般需要80～400V；鍺（Ge）和InGaAs材料的APD器件，其工作時反壓一般為20～90V。APD進行光電變換時，應使其PN上的反向電壓值接近這個APD器件的反向擊穿電壓值，這個時候若用光能照射APD器件的受光面進行光子注入，就可以導致APD內部的載流子發生雪崩般增生，產生正比于入射光物理輻射功率的高增益光電流輸出，實現高速、高靈敏度的光電轉換過程。

△ 圖2-43示出了一種穿通型APD器件的內部構造的示意圖，這種構造可以比較好地兼顧APD的高響應速度、低噪聲、低電容等重要性能，并可以展寬APD在近紅外區的光譜響應度。圖2-43所示的APD結構圖中，最右邊的p+層是高摻雜層，電阻率很低，用于與外電極相連；p+層還直接接受光照，吸收光子，激發出電子-空穴對載流子。相鄰的p-層（π層）是與PIN型光電二極管的i層相似的低摻雜層，電阻率很高。在p-層（π層）的左邊，還有p層和n+p結。APD工作時，器件的兩極被加上高反向偏壓VR，在器件內部，n+p結的周圍的耗盡層區域的電場強度最高，在p-區（π區）中也有弱電場存在（見圖2-43）。光子射入p+層后被吸收，激發出的光生電子-空穴對載流子進入p-區，在p-區的弱電場作用下，對電子-空穴對進行分離，并對電子載流子進行加速。經過p-區弱電場加速的光生電子進入n+p結耗盡層的強電場區，被強電場進一步加速而具有了更高動能。一個高速移動的光生電子會碰撞、電離周圍的原子晶格而又產生出大量新生載流子，這些新生載流子一而再、再而三地繼續碰撞下去，雪崩區內部就會發生類似雪崩那樣的載流子爆發增生現象。這樣，在一個入射光子的誘導下，就能在APD中引發出多量的新載流子增生，產生出倍增光電流。這就是APD光電二極管能產生雪崩光電流增益的原理。

△ APD光電二極管在單位輻射功率的光照射下所能產生的光生載流子數量比PIN光電二極管更多，因此 APD也就具有更高的光電變換靈敏度。漂移區附近更寬的耗盡層使APD器件比PIN光電二極管有更小的結電容；更高的耗盡層內電場強度可以使光生載流子穿越耗盡層的時間更短，這些都使APD的響應速度比PIN光電二極管更快，可以達到30～50GHz。由于APD是工作在n+p結的反向雪崩擊穿電壓附近，所以工作時需要施加更高的反向電壓（通常在20～400V范圍或更高）。并且APD在工作時，隨著光電流倍增率的提高，內部載流子隨機碰撞和電離過程中產生的散粒噪聲也比PIN光電二極管更大，會產生附加的雪崩噪聲（超量噪聲）。因此，使用APD光電傳感器時需要保持其擊穿電壓、電流、增益等參數值的溫度穩定性，需要注意到對APD器件的控壓、限流、降噪和控溫環節的設置和處理。

2.5.2.2 APD光電二極管的材料和類型

△ 從理論上看，雪崩型光電二極管（APD）可以采用各種符合性能要求的半導體光敏材料制作。硅、鍺、氮化鎵和InGaAs、GaP等材料都可以用于制作APD光電傳感器。硅（Si）材料APD適用于可見光和近紅外線信息檢測，并且具有較低的雪崩噪聲（超量噪聲），工作時需要的反向電壓較高（80～400V）；鍺（Ge）材料APD可用于檢測波長1.7μm以下的紅外線，工作時需要的反向電壓相對較低（20～80V），但雪崩噪聲較大；InGaAs材料APD可用于檢測波長在0.92～1.65μm范圍的紅外光，工作電壓在Si和Ge器件之間，在40～90V左右，雪崩噪聲水平也低于鍺和硅APD。InGaAs-APD可用于高速光纖通信系統中的光電換能器，其光電響應速度可以達到10Gbit/s以上。

△ 此外還有氮化鎵材料的APD光電二極管，可用于紫外光波長的檢測；HgCdTe材料的APD可用于較長波長紅外光的檢測，其最大響應波長可以達到14μm，這種HgCdTe-APD的雪崩噪聲非常低，但工作時通常需要加設冷卻裝置以降低其暗電流水平。

△ 從性能上看，APD光電二極管中還有可以工作在高反壓（1500V）下的高靈敏度高增益型器件；也有可以在相對較低的反向電壓（30V左右）下工作的低反壓型APD。有可以覆蓋近紫外線、可見光和近紅外線區域的短波長型Si-APD器件；也有雪崩擊穿電壓點溫度穩定性高的低溫度系數型APD器件等。多種性能的APD器件為在各種有特殊需求的場合下應用APD光電傳感器，提供了更多選擇。圖2-44示出了幾種不同類型的硅APD光電傳感器的光譜響應特征。

2.5.2.3 APD光電二極管的參數和性能特點

（1）APD的反向擊穿電壓（VBR）

△ 在室溫（+25℃）環境下，在無光照的條件下，對APD器件逐步施加反向電壓VR，并隨之監測APD器件的反向電流IS隨反向偏壓值的變化情況，如圖2-45所示。通常將反向電流IS=100μA時對應的反向電壓值，定義為APD器件的反向擊穿電壓值，用VB R表示。

△APD器件的反向擊穿電壓值VBR會隨著器件環境溫度T的不同而發生改變。一般來講，溫度上升，反向擊穿電壓值VBR也增高，VBR的溫度系數為正值，單位為（V/℃）。圖2-46示出了兩種典型的低反向電壓工作型和低VBR溫度系數型Si-APD器件的VBR的溫度系數與環境溫度T的關系。從圖2-46中可以看出APD的反向擊穿電壓VBR的溫度系數比較大，在使用中不容忽略環境溫度對VBR值的影響。

△ 圖2-47示出了APD反向擊穿電壓VBR隨環境溫度T變化的情況。可以看出，在APD的反向電壓VR處于：VBR（Ta-Δt）<VR<VBR（Ta）時，當環境溫度為T=Ta時APD尚未反向擊穿；而當環境溫度為下降Δt，成為T=（Ta-Δt）時，VR就已大于VBR（Ta-Δt），APD器件就已處于反向擊穿狀態了。同理，在APD的反向電壓VR=VBR（Ta）時，當環境溫度為T=Ta時， APD已處于反向擊穿狀態了；而當環境溫度為上升Δt，成為T=（Ta+Δt）時，由于這時VR<VB R（Ta+Δt），APD器件就又回復到尚未擊穿的狀態。因此使用APD時應高度注意溫度因素對APD擊穿狀態的影響。

△ 從上述分析可知，使用APD器件時應注意檢測和控制APD器件表面溫度，監測和限制APD中的電流值，并隨時根據監測結果自動調整APD反向電壓的數值，以使APD始終保持在設定的狀態下穩定工作。這些事項是與使用普通光電二極管傳感器不同的地方。

（2）APD的倍增因子（M）

△APD器件在加上一個較高的反向偏置電壓后，在光照的誘導下，會發生雪崩擊穿效應，在APD中獲得一個內部電流增益。這個雪崩電流增益倍數稱為APD的倍增因子（Multiplica-tion factor或Gain），用M表示。APD倍增因子（M）可以定義為：在相同的光照條件入射下， APD器件發生雪崩增益后流過器件的光電流IAP，與器件未發生雪崩增益前流過器件的光電流IP之比值。即

當不發生雪崩增益時，可以認為：M=1，IAP=IP；此即表示APD器件在未發生雪崩增益狀態下的工作情況。

△ 從APD器件內雪崩區域載流子倍增動作機理角度，APD倍增因子M可以用下式描述

式中，L為n+p雪崩區域中PN結兩側的耗盡層的寬度；α（x）是雪崩倍增區域中載流子的倍增函數。α（x）由APD的材料種類、晶體材料中的摻雜情況、耗盡區中的電場強度（反向電壓值）、器件的溫度和等因素決定。在實際的APD光電二極管中，由于器件中流過的電流很小，光生載流子的倍增因子M可以用下列實用的經驗公式來描述，即

式中：VR——反向偏壓值；

VB R——APD的反向擊穿電壓值；

n——大于1的常數，n值取決于APD器件材料種類、晶體中摻雜分布情況、器件的溫度和照射光源的光譜功率分布情況。

△APD倍增因子M的數值一般在數十倍至數百倍之間。不同材料的APD器件、不同的工作模式、不同的溫度和反向電壓工作條件，M值會有很大差異。圖2-48示出了一種典型的Si-APD光電二極管的倍增因子M值隨反向電壓和溫度的變化情況。可以看出在溫度因素不變時，M值一般會隨著反向電壓VR的增加而增大；當反向電壓VR處于某一值不變時，增益M值會隨著溫度的升高而減小。

△ 從圖2-48中還可以看出，如果APD的反向電壓進一步增大時，增益M會以更大的倍率增大。這樣APD中的光電流也會以更大的倍率加大，流過外電路串聯電阻（負載）的電流也會加大，這就會在負載電阻上產生更大壓降，使APD的反向電壓下降，從而減小施加在APD雪崩區上的電壓，使增益值下降。這就意味著當APD工作在最大增益附近時，它的增益值會受到流過APD的光電流值的影響，光電流的變化將會帶動M值的變化。由此導致APD的輸出光電流（響應）與入射光功率之間脫離線性關系，產生非線性誤差，這是使用者不希望看到的現象。因此，使用APD傳感器時應注意采取控溫和自動限流措施，將反向電壓值穩定在合適的設定值上，以保持增益M值的適當和穩定，使APD的光電流響應與入射光功率保持線性關系。

△ 圖2-49還示出了兩種典型的Ge-APD和InGeAs-APD光電二極管倍增因子M的特性，可以看出Ge-APD和InGeAs-APD的倍增因子M值也是隨著APD反向電壓VR的增加而增大，但發生雪崩增益的電壓值與Si—APD有所不同，一般情況下Ge-APD的工作電壓值較Si—APD的工作電壓低一些。

△ 一般情況下，Ge-APD或InGeAs-APD工作時倍增因子M通常處于10～50倍左右；Si—APD工作時倍增因子M通常處在100～500左右。某些特殊性能的硅APD光電二極管，由于采用了特殊的制作工藝和摻雜技術，使這種特殊APD器件可以在大于1500V的高反向電壓下正常工作。這樣的APD器件在高反壓作用下可以獲得更強的內部雪崩層電場，從而產生更強的雪崩效應，光電流增益也相應更高，倍增因子M可以做到1000倍以上。

（3）蓋格模式（Geiger Mode）

△ 通常情況下，APD光敏二極管傳感器都工作在反向電壓VR低于其反向擊穿電壓VBR的狀態，即APD通常工作在VR<VBR狀態里。但在某些有特殊需要的場合里，為了在APD器件中掘取更高的增益，使雪崩增益值達到105～106倍，某些APD光電二極管可以工作在反向電壓VR超出擊穿電壓VBR的狀態中，即工作在VR>VBR狀態里。這種高增益的工作方式稱為蓋格模式（Geiger Mode）。

△ 這種模式適合于進行暗計數率很低的光子檢測，特別適用于單個光子探測或處于光子探測程度的微弱光檢測。例如，日本濱松光電子出品的工作在蓋格模式下的 MPPC（multi-pixel photon counter）二維多像素光子計數APD傳感器件，其中包含多個APD像素單元（100～1600像素）。MPPC在檢出光子時輸出光電流脈沖信號，器件的輸出信號為器件中所有APD像素單元輸出信號之總和，倍增率M在2.75×105～2.4×106倍之間。

△ 雪崩二極管在蓋格模式下工作時，必須對APD中的光信號電流加以限制，使其不超過閉鎖電流值。在微弱光探測進程中適時地讀取光脈沖信號，并迅速及時地將APD中的電流清零。為此需要采用各種主動清零或被動清零的方案，加設APD電流限制環節。當處于這種模式下工作的APD器件升溫過快，元件表面溫度超過設定值時，還要考慮加設控溫冷卻環節和接口電路的過壓保護環節。

（4）APD的響應度（SW）

△ 從式（2-44）可以看出：M=公式還反映出了雪崩二極管中未倍增時的光電流IP和雪崩光電流IAP之間的關系，即

又由式（2-22）可知，，因此雪崩光電流IAP又可以表示為

這樣APD光電二極管的響應度SW可表示為

式（2-49）中的P為光能入射功率。可以看出，在入射光的波長（光源）和光敏器件（材料）一定時，為常數；因此在APD器件中，響應度SW是倍增因子M的函數，并與M成正比。

△ 將SW=代入式（2-48）中，可得

從式（2-50）中可以看出，當APD的倍增因子M保持不變（穩定）條件下，雪崩光電流IAP與光能入射功率P成正比。即雪崩光電二極管的輸出電流IAP仍然與光入射功率P成線性關系。

△ 圖2-50示出了一種實測的Si-APD器件的光譜響應度SW（λ）與器件的倍增因子M之間的關系曲線。可以看出在入射光的光譜功率分布相同時，APD的響應度與倍增因子M之間基本保持著線性關系。

（5）APD的暗電流（IDL）

△ 在室溫（+25℃）并無光照的情況下，對APD器件施加反向電壓VR；通常將APD上所加的反向電壓達到0.9倍的反向擊穿電壓值時，即VR=0.9VBR時APD器件上流過的反向電流值，定義為APD器件的暗電流值（或稱0.9VBR暗電流值），用IDL表示。

△APD的暗電流IDL中，又分為不增倍暗電流IDS和增倍暗電流IDA兩部分，即

不增倍暗電流IDS是來自于APD器件表面的暗電流，它不會發生增倍效應；而增倍暗電流IDA是來自于APD器件晶體內部的暗電流，它會隨著反向電壓VR的增高而發生M倍的增倍效應。圖2-51示出了表面暗電流IDS和晶體內部暗電流IDA在APD器件內部的分布情況。

△ 圖2-52示出了一種典型Si—APD器件中的總暗電流IDL與其中的IDS、IDA之間的關系。可以看出，不增倍暗電流IDS在反向電壓VR增大過程中基本保持穩定，變化不大；而增倍暗電流IDA隨著反向電壓VR的增加，會發生明顯的倍增變化。

△ 圖2-53示出了一種典型Si—APD器件中的總暗電流IDL與反向電壓VR及器件溫度之間的關系。可以看出在反向電壓VR不變時，器件的溫度越高暗電流也隨之增大。

（6）APD的超量噪聲因子（F）

△APD器件的電流在雪崩倍增過程中會產生附加噪聲，稱為超量噪聲。超量噪聲是在APD電流倍增的隨機過程中產生的固有統計噪聲，它的水平可以用超量噪聲因子F（ExcessNoise Factor）進行描述。由于F因子與APD的增益M有關，所以也常記作F（M）。F因子是影響APD散粒噪聲電流值和輸出信號中信息分辨率的重要參數。F因子一般可表示為

式（2-52）中，M為APD的倍增因子；k為APD中載流子的電離率之比值，用器件內雪崩碰撞過程中空穴載流子的電離率β與電子載流子的電離率α之比值表示，即

一般情況下，由于β遠小于α，所以k經常是一個遠小于1的參數（k?1）；一般希望k值盡量小一些，這樣可以減小F因子的數值，從而降低器件雪崩噪聲水平。

△ 超量噪聲因子F還可以近似地表示為

式（2-54）中，M仍為APD的倍增因子；x稱為超量噪聲指數（Excess Noise Figure），可用于計算APD器件的超量噪聲因子F，特別對于高k值的 APD器件的參數值逼近特性良好。式（2-54）經常用于用于推算Ge-APD和InGaAs-APD等高k值器件的F因子值。表2-3示出了幾種APD器件超量噪聲相關的參數及其典型值，供參考。

（7）APD的頻率特性

△ 影響APD光電二極管傳感器響應速度的因素主要有：APD內部構造所形成的等效端電容CT和負載電阻RL因素，以及載流子在APD耗盡層（漂移區W）中的穿越時間（漂移時間）tdr、載流子在耗盡層區域外擴散移動所帶來的擴散時間tdi因素決定。

△ 由于APD工作時需要施加高反向電壓，可以在半導體襯底中形成盡可能寬的耗盡層，減少載流子在耗盡層外的產生率，所以APD的頻率特性主要用CT和RL決定的截止頻率ft（RC），以及由載流子穿越漂移區W（耗盡層）的時間tdr決定的截止頻率ft（w）來表示。即

△ 當APD器件所加的反向偏壓足夠高，使內部電場強度達到104V/cm時，載流子在漂移區W中的漂移速度可達到飽和速度107cm/s。如果加大反向偏壓，增大APD耗盡層的寬度W，可以減小端電容CT，但載流子在耗盡層中的通過時間（漂移時間）tdr也增大，使ft（w）下降并且變得不容忽略；如果減小耗盡層寬度W，可以降低漂移時間tdr，但又會使端電容CT增大，而導致ft（RC）下降。因此宜兼顧各方面因素的要求取定合理的漂移區（耗盡層）寬度。

△ 圖2-54示出了一種典型的在近紅外光譜區工作的Si—APD器件的端電容與反向電壓的關系特性[圖（a）]；以及其截止頻率、增益值和反向電壓之間的關系[圖（b）]。

●從圖（a）中可以看出，隨著反向電壓的增大，APD光電二極管的端電容CT明顯下降。當反向電壓增大至一定量值后（如大于100V），端電容CT曲線變得平坦，CT值也變得穩定。這時器件內耗盡層的寬度已大于光生載流子吸收區的深度，P層完全被耗盡，載流子基本在耗盡層內產生和移動。使用APD光電傳感器時，應將所加的反向電壓值設定在端電容CT的這個平坦穩定的區域內，以獲得APD高速響應和穩定工作的性能。

●從圖（b）中可以看出，隨著反向電壓的增大，APD的截止頻率和增益都在上升。但當增益M增大至一定數值后（如M大于數百后），截止頻率會發生下降轉折。這是因為M倍增時，雪崩區內的載流子與原子晶格反復多次地碰撞，使載流子在雪崩區內通過單位空間所需要的時間比在雪崩區域外更長。這就意味著APD增益值M的倍增，也會引起載流子穿越時間的延長，導致APD響應速度下降。并且增益越大，穿越時間延長越多，當增益M達到數百時， APD雪崩倍增帶來的穿越時間延長的問題就變為一個應予以考慮的因素了。

2.5.2.4 帶有溫度控制端子的APD傳感器

△APD在工作時，一般需施加較高反向電壓，倍增電流變化也較大。環境溫度對APD的反向擊穿電壓、倍增因子、暗電流、噪聲水平等參數影響很大。因此很多APD傳感器件制作廠家就把溫控元件內置在APD器件的殼體中，做成了集光電變換功能、測溫和冷卻功能于一體的集成型APD光電傳感元件。

△S4315系列APD光電傳感器是日本濱松光電子公司生產的內置了芯片溫度自測和電子冷卻功能的光電傳感器件。它的外形和內部組成模塊如圖2-55所示。S4315使用了濱松S2381低反壓動作系列的APD半導體光敏芯片，光電變換特性與S2381系列相同。在此基礎上附加了測溫熱敏電阻和半導體制冷器，可以配合外電路進行自體測溫和控溫冷卻處理，使用起來十分方便。

△ 圖2-56示出了S4315-APD器件的電子冷卻特性，在S4315的制冷元件控制端子③和④腳間接入控制電壓，便可實現冷卻功能，降低 APD光敏芯片的溫度。圖2-57示出了S4315-APD器件內置的熱敏電阻傳感器的溫度-電阻特性。內置的熱敏電阻器用于實測APD芯片的溫度，在外接溫度信號處理電路的控制下，與器件內的電子制冷元件相配合，可以方便地實現APD芯片的控溫操作。這種集成型APD器件的金屬外殼還兼做半導體制冷器的散熱器用。

△ 表2-4示出了日本濱松光電子公司的S4315（S2381）系列溫控冷卻型APD器件的主要參數，供參考。

2.5.2.5 APD的噪聲和信雜比

（1）APD的噪聲電流

△ 雪崩型光電二極管的噪聲特征主要包括：半導體光電傳感器的散粒噪聲（Shot Noise）、普通熱噪聲（Thermal Noise）和APD所特有的雪崩倍增超量噪聲（Excess Noise）。APD工作時的綜合噪聲水平主要是由雪崩倍增超量噪聲和熱噪聲決定的。

① 散粒噪聲

△ 半導體PN結型光電傳感器吸收入射光子，在固體內部激發出電子-空穴對，進而形成光電流的過程，不是連續而均勻地發生和進行下去的過程，而是一個離散進行隨機發生的過程。散粒噪聲就是在這個離散和隨機的過程中形成的一種噪聲。光電二極管在增益M=1時的散粒噪聲電流In（Shot）可表示為

式中：IP——M=1時的光電流；

B——光電變換系統的通頻帶寬；

IDL——暗電流；

q——電子電量（q=1.6×10-19庫侖）。

② 雪崩倍增超量噪聲

△APD在雪崩倍增過程中，雪崩區內的大量新生載流子在原子晶格之間反復隨機地電離，高速隨機地碰撞，這個隨機過程形成了一種統計意義上的噪聲波動。這就是APD在電流倍增過程中特有的一種散粒噪聲倍增現象，稱為超量噪聲。APD的超量噪聲大于普通光電二極管中的散粒噪聲。超量噪聲電流InA可以表示為

式中：IP——M=1時的光電流；

B——光電變換系統的通頻帶寬；

IDA——發生倍增的暗電流分量；

IDS——不發生倍增的暗電流分量；

M——APD的增益；

F——超量噪聲因子；

q——電子電量（q=1.6×10-19庫侖）。

△ 式（2-58）中，第一項為發生倍增的光電流（包括發生倍增的暗電流分量）在雪崩倍增過程中產生的超量噪聲，它與APD的增益M和超量噪聲因子F有關。第二項為不發生倍增的暗電流分量形成的散粒噪聲，這部分散粒噪聲在普通光電二極管中也存在。

△ 用APD檢測微弱光信號時，一般要使增益M?1，因而可測光信號的最小限值一般由散粒超量噪聲決定。如果有背景光進入APD，則背景光強度引起的散粒超量噪聲可能會使輸出信號的信噪比下降。因此在使用APD檢測微弱光信號時，應采取措施使背景光射入量最小化，包括使用光譜濾波器、優質的激光通信模塊及縮小APD的探測區域范圍等，盡量降低背景光因素的散粒噪聲值。

③ 熱噪聲

△ 熱噪聲又稱為詹森噪聲（Johnson noise）或奈奎斯特噪聲（Nyquist noise）。熱噪聲是由固體內部的電子無特定方向的熱運動現象引起的一種噪聲。當溫度高于絕對零度時，半導體材料中就存在原子熱運動過程。熱運動使半導體材料中電子流動的方向不固定，會在光電傳感器的負載電阻中形成一個無序起伏的電流，這樣就形成了一種統計性的噪聲電流，稱為熱噪聲。熱噪聲電流Inth可以表示為

式中：k——玻耳茲曼常數（k=1.38×10-23）；

T——絕對溫度；

B——光電變換系統的通頻帶寬；

RL——光電傳感器的負載電阻。

△ 由式（2-59）可以看出，光電二極管的熱噪聲與入射光的功率以及光電二極管的輸出電流無關，只要器件溫度T高于絕對零度，熱噪聲就存在。增大RL值可以降低熱噪聲，但由于這樣會降低半導體光電傳感器的響應速度，所以這種做法并不能實用。因此，在光電二極管的輸出電流IP很小（M=1）的情況下，可以忽略散粒噪聲的影響，但仍要將熱噪聲考慮在內。熱噪聲水平是決定APD光電傳感器最低分辨力的重要因素之一。

（2）APD工作時的信噪比

△APD的信號噪聲比（S/N）是指：APD工作時，光生電流信號的功率與光電變換過程中產生的綜合噪聲功率的比值。即

式中，PP為光生電流信號的功率；Pn為綜合噪聲功率。

△ 由式（2-58）和式（2-59）可知，式（2-60）中的光生電流信號功率PP和綜合噪聲功率Pn可以分別表示為

所以，APD工作時的信噪比（S/N）為

由式（2-63）可以看出，APD工作時，隨著倍增因子M的增大，代表輸出光電流信號功率的 M2項會增大，而代表超量噪聲功率的2q（IP+IDA）BM2F項也增長。熱噪聲成分和暗電流IDS分量的散粒噪聲成分不隨M的增大而變化。

△ 如果忽略掉暗電流ID S分量引起的噪聲成分，并用F=Mx表示超量噪聲因子，則式（2-58）的超量噪聲可表示為

由式（2-63）和式（2-64）可以看出，由于超量噪聲指數x>0，所以超量噪聲功率Pn隨M的增長率，將高于光電流信號功率PP隨M的增長率；因此，若一味地增大M值，終歸會導致信噪比下降。

△ 另一方面，由于噪聲電流的相位無規則，噪聲電流不疊加，所以可以調整和提高增益M值，使超量噪聲電流（InA）與熱噪聲電流（Inth）達到相等，這樣就可以使APD的綜合噪聲電流最小，使APD輸出信號的信噪比（S/N）達到最大值。

△ 設噪聲電流InA=Inth時，則有：2 2h成立；聯立式（2-64）與式（2-59），可以得到InA=Inth時的增益MP；當M=MP時，APD工作時的信噪比（S/N）將達到最大值（S/N）max。即

所以

APD工作時，取M=MP，就可以在保持APD合適響應度的同時，又使信噪比達到最大值。

2.5.2.6 APD傳感器的噪聲等效功率（NEP）

△APD傳感器的噪聲等效功率（Noise Equivalent Power，NEP），是表示光電流在負載電阻RL上所形成的功率，恰與單位通頻帶寬里的全噪聲在負載電阻RL上所形成的噪聲功率相等時，入射光的物理輻射功率；用NPE表示，單位為 W/。用噪聲等效功率（NEP）可以衡量出APD光電傳感器能分辨出的最小光功率。在APD參數表中通常給出APD光電傳感器在峰值響應波長λP下的噪聲等效功率（NEP）值。

△ 噪聲等效功率的意義也可以表述為：在單位通頻帶寬（噪聲帶寬）上，使信噪比（S/N）等于1時，所需要的入射光的物理輻射功率。

由式（2-61）、式（2-62）和式（2-63）可知：

●光電流在負載電阻RL上所形成的功率PP為

PP=（IPM）2RL

●通頻帶寬B里的全噪聲在負載電阻RL上所形成的噪聲功率Pn為

●當S/N=時

即表明：PP=Pn；則有

●由式（2-67）可得

●又由式（2-47）和式（2-50）可知

●由于當S/N=1時，入射光的物理輻射功率P可以表示為PNEP；所以式（2-69）可以表示為IPM=SW·PNEP，代入式（2-68）則有

●由此可得APD的噪聲等效功率N EP為

式（2-71）中，N EP即表示在單位噪聲帶寬上，產生與噪聲功率相等的光電流功率所需要的入射光的物理輻射功率。PNEP是使APD光電傳感器能察知到光信息所需要的最小光功率；式中SW為APD傳感器的響應度；B為光電系統的通頻帶寬，也是噪聲進入的全帶寬。在APD參數測試和標定時，通常給出入射光為峰值波長λP下的噪聲等效功率（N EP）值，這時使用的SW值也為峰值響應波長λP下的響應度值。

2.5.2.7 APD傳感器的接口電路

（1）選擇傳感器

△ 選擇APD傳感器要從需要出發，主要考慮APD光譜響應范圍與所用光源（LED）光譜的匹配，工作頻率（端電容），工作電壓，光響應靈敏度，以及暗電流和溫度穩定性方面能否滿足要求。據此確定用何種材料的APD，進而根據參數資料和實測的結果確定選用APD的型號。如果要成批制造光電通信裝置，還要將價格因素參考在內，綜合平衡各方面因素全面考慮，確定所選用的APD傳感器。

△ 如果希望在低反向電壓下工作，并要求光電變換速率高（截止頻率高）、噪聲低、通信距離長（高響應度）時，例如設計長距離寬帶光纖數據通信系統時，可以考慮選擇InGaAs的APD器件。日本濱松光電子公司生產的G8931-04型InGaAs-APD是一種低電壓工作的低噪聲、高速響應型APD傳感器，這種APD器件可以在30V左右的低反向電壓下工作，截止頻率為4GHz，可以對2.5Gbps帶寬的光纖數字信號進行光電變換，并對后續的信號處理電路輸出數據。圖2-58示出了這種InGaAs-APD的外形。

△ 表2-5示出了G8931-04-APD的主要性能參數，圖2-59示出了這種APD傳感器的幾個重要特性曲線。從特性圖表的典型數據中可以看出，G8931-04的端電容Ct在反向電壓大于30V時已趨于穩定，處在0.5pF以下，因而工作頻率可以很高；在反向電壓大于30V時，響應光電流已大于3μA，而暗電流在20～40nA范圍，因而具有比較高的光電流增益。G8931-04的光譜響應區基本上處于近紅外區域，在1.55μm處達到響應峰值。這種APD光電傳感器可以適應1.55μm波長的紅外光通信和其他要求高速低電壓工作的紅外光電變換場合。

（2）基本接口電路

△APD光電二極管的光電流輸出形式與PIN型光電二極管基本相同，但使用方法與普通光電二極管有所不同。首先是APD器件要求加高反向電壓，并且要考慮溫度和倍增電流變化對輸出信號和器件工作狀態的影響；其次是由于APD光電二極管也要加接有源放大電路和監控電路，而這些有源工作電路要求在一定的低電壓條件下工作，這就要求提供一組低壓電源，所以APD的接口電路中往往要加入高壓和低壓兩組電源。

△ 由于APD傳感器在高反壓下工作，而且光電流有倍增作用，所以工作時消耗功率比PIN型光電二極管大得多。APD工作時器件本身的功耗Pcm為

式中：Pcm——APD器件工作狀態下的耗散的功率；

P——入射光的物理輻射功率；

SW 1——APD在M=1時的響應度；

M——APD的倍增率；

VR——APD所加的反向電壓值。

為了限制工作電流的異常增長和器件功耗過大，APD的反向偏壓提供電路中必須要加入一個較大的限流保護電阻，或者專設限流保護電路。圖2-60示出了APD光電二極管接口電路的基本形式。

△ 在圖2-60電路中，R1為限流保護電阻，其阻值一般在1MΩ以上，可以防止APD電流和功耗的過度增長。同時由于R1阻值較大，還具有一定程度的偏壓調節作用。當環境溫度升高時，APD的倍增因子M會變小，使APD中的光電流減小，此時由于R1阻值較大，R1上壓降減小較多，這使APD兩端偏壓獲得升高，而APD偏壓上升又促使倍增因子M增加，這樣就使得APD的輸出光電流回復到原來的值，實現了一定程度的補償作用。C1為去耦電容，作用是穩定APD偏壓值，使APD的偏壓不因APD中光電流的高速變化而波動。ER為高反壓電源，為APD提供反向偏壓。由于APD的增益M會隨溫度而發生改變，當APD工作環境的溫度變化較大時，有必要采取溫度補償措施，根據環境溫度的變化來自動調控反向電壓ER值，使APD處于穩定工作狀態。或者使用溫度監測和調控方式來保持APD恒溫工作。

△ 圖2-60電路中，A為低噪聲高速率運算放大器，對光電流信號進行放大，并與后續的信號讀取和處理電路相連接。運放A由另一組低壓電源供電。由于APD由高壓電源供電，而運算放大器的輸入阻抗通常較高，為防止運算放大器A的輸入端子出現過高電壓，加入了普通二極管D通向了電壓監控電路。通過過壓保護電路可以限制前置放大器輸入端子上的電壓值，防止過壓損壞。

△ 圖2-60電路中，假設運放器A的反相輸入端k點為虛地，A的輸入阻抗為無窮大，并因k、G兩點電位基本相同，則有

由式（2-74）可知，當反饋電阻R2一定時，低噪聲運算放大器A的輸出電壓VOUT與APD倍增光電流IAP成正比。并且APD的倍增因子M的變化也會直接影響電路的輸出信號電壓。

△ 由式（2-48）可知：，則式（2-74）中的輸出電壓VOUT又可表示為

由式（2-75）可以看出，VOUT還與入射光的波長λ和量子效率η有關；而量子效率η又與λ有關，所以圖2-60電路的輸出電壓VOUT也是隨著入射光的波長λ的不同而不同的，表現為光譜響應特性。在入射光的波長λ固定時，接口電路的輸出電壓VOUT與 APD入射光輻射功率P成正比。

2.5.2.8 使用ADL5317的APD應用電路

（1）ADL5317的主要功能和結構特點

△ADL5317是美國Analog Devices公司專為APD傳感器應用而設計的專用集成電路。它可以直接連接各種APD器件，提供APD工作時所需要的高反向偏壓，并同時監測和控制APD工作時的電流、電壓和溫度狀態。當APD中電流過大時或芯片元件過熱時輸出報警信號，并自動降低APD的偏壓，限制APD中的電流值。具有保持APD參數穩定和保護元件的功能。ADL5317使用高、低壓兩組電源供電，并設有專用的 APD 反向偏壓設置端子（VSET），可以在6～75V的寬闊范圍內精確設置APD的反向偏壓值。并能夠以5∶1的鏡像比例在3nA～5mA的寬范圍里精確跟蹤監測APD光電二極管中的電流值，監測輸出電流的線性度誤差全程不超過0.5%。

△ 圖2-61示出了ADL5317芯片內部的功能模塊結構和相關模塊之間的聯系圖。ADL5317內部主要由電源接入模塊，APD偏壓設置與控制模塊，APD電流鏡像跟隨監測模塊，APD電流限制與過流保護（報警）模塊，芯片過熱保護（報警）模塊，以及外接濾除噪聲元件用的預留的端子（如GARD）等聯合組成。

△ 在使用ADL5317對APD提供反向偏壓的方式中，因APD反向偏壓的受控方式不同， ADL5317有兩種工作模式，即線性工作模式和電源跟蹤工作模式，兩種模式下APD反向偏壓值的設置方式不同，引腳的連接方法也略有不同。

△ADL5317為16端子的集成電路元件，圖2-62示出了ADL5317的引腳線分布圖和其外觀形狀尺寸圖，表2-6列出了ADL5317各條引腳線的基本作用。

（2）ADL5317與APD的連接電路和工作過程

△ 圖2-63示出了ADL5317在線性工作模式下的基本連接電路。

① 電源及其偏壓設定部分

△ 圖2-63電路中，VPHV端子為高壓電源端子，通過一個電源去耦網絡連接高壓電源，高壓電源的接入電壓值可根據不同型號APD工作的需要，在10～80V之間選擇。VCLH端子為高壓鉗位電路端子，高電壓鉗制電路（VCLH）是用于限制APD的偏壓值，使VAPD不能超過VCLH端子電壓。當VCLH端子空置時，VAPD電壓值始終比VPHV端子電壓低2V。在線性工作模式下，VCLH端子可以與高壓電源端子VPHV相短接，這樣可以擴大VAPD電壓的線性設置范圍；在電源跟蹤工作模式下，VCLH端子空置。VPLV端子為低壓電源輸入端子，通過一個電源去耦網絡連接低壓電源，為芯片工作供電，低壓電源電壓值可在4～6V之間。

△ 圖2-63電路中，ADL5317芯片的VSET端子為APD光電二極管反向偏壓設置（控制）端子，可通過接入0～2.5V直流電壓，控制VAPD端子電壓按：VAPD=30×VSET之關系變化。VAPD端子是給APD光電二極管提供反向偏壓的端子，直接連接APD光電二極管的負極，其輸出電壓值可在6～75V之間設定調整。

②APD電流鏡像監測部分

△ 圖2-63中，APD光電二極管中流過的電流為IAPD；IPDM端子是APD中流過電流（IAPD）的監測端子，它會以IAPD/5的鏡像關系精確輸出監測電流。ADL5317對APD電流進行鏡像監測的核心電路是一個具有電壓跟隨功能的精密電流衰減器，它可以在保持VAPD端子電壓穩定不變的條件下，以非常小的輸入電流，精確監測流經VAPD端子的電流值，并將監測到的IAPD值精確衰減為IAPD/5之后，由電流監測端子IPDM輸出。ADL5317對IAPD電流的監測范圍可寬達到3nA～5mA；并且IPDM端子輸出電流與APD電流（IAPD）之間全程保持著高度的線性關系，在10nA～1mA范圍內線性度誤差僅為0.25%，在5nA～5mA范圍里線性度誤差為0.5%。

③ 偏壓電源噪聲濾除部分

△ 圖2-63電路中，ADL5317集成電路的GARD端子是外接濾波電容的預留端子。GARD端子在芯片內已與一個20kΩ的固化電阻相連接，配合片外串接的濾波電容CGRD組成了低通濾波器，用來濾除芯片內部VAPD偏壓設置點上的高頻率噪聲。20kΩ固化電阻和CGRD組成的低通濾波器的-3dB截止頻率fC為

可見CGRD的值越大，高頻率噪聲濾除效果越好，但VAPD電壓的受控響應速度（調整速度）也延遲變慢。因此GARD端子外接電容CGRD值一般為0.01μF左右。外接于VAPD端子的RCOMP和CCOMP是VAPD端子的濾波補償元件，它還可以起到降低IPDM監測電流噪聲的作用，RCOMP和CCOMP在取值時考慮到了兼顧濾波和VAPD電壓調整速度補償上的要求。

④ 報警和保護電路部分

△ 圖2-63電路中，報警信號輸出端子FALT為ADL5317芯片內的開關晶體管的集電極。FALT端子屬于集電極開路式邏輯電平輸出方式，因此需要外接上拉電阻RC接于邏輯電源正極，并且要求RC上電流不超過1mA。在圖2-63電路中，RC使用10kΩ電阻接于低壓電源的正極，RC上電流最大值不超過6V/10kΩ=0.6mA。當芯片溫度和APD電流都正常時， FALT端子被上拉至高電平；當ADL5317檢測到有過流（IAPD>18mA）或過熱（芯片溫度>140℃）時，就會發出觸發信號，使芯片內的開關晶體管導通，FALT端子變為低電平，發出報警信息。當不使用報警輸出信號時，應將FALT端子接地。

△ 在FALT端子發出報警信息的同時，ADL5317芯片內的保護電路動作，使電流跟蹤監測電路停止工作，VAPD端子電壓受限流保護電路控制而下降，將APD電流維持在一個門限電流值。直到電流低于限定值（約2.5mA左右）時，電路重新恢復工作。如果ADL5317是由于過熱而發生的報警和保護動作，那么將會在芯片溫度從保護溫限值（140℃）下降20℃時，電路重新恢復工作。

2.5.2.9 ADL5317的工作模式

（1）線性工作模式

△ 在APD的反向偏壓（VAPD）需要由ADL5317設置端子（VSET）的電壓值來設定或進行線性調控的場合，需要使ADL5317工作于線性模式中。圖2-64示出了ADL5317線性工作模式的電路形式圖。在線性工作模式下，VSET端子上的控制電壓的變化范圍為0～2.5V；在VSET端子上電壓的這個變化范圍里，APD偏壓輸出端子VAPD的電壓值始終追隨VSET端子上控制電壓的變化而變化。其電壓追隨關系為

但VAPD端子輸出電壓的最低值為6V，最高值為2.5V×30=75V；即VAPD端子的電壓值可由式（2-77）在6～75V之間設定。

△ 圖2-65 示出了在多個溫度條件下，ADL5317高壓電源輸入電壓為VPHV=78V 和VPH V=45V時，VSET設置電壓對VAPD輸出電壓的控制特性。可以看出VPH V不同的兩段曲線的衡接情況良好，均保持著30倍的控制關系，并且在電壓設定范圍內保持著良好的線性設置關系。

△ADL5317在線性工作模式下，一般將高壓鉗位電路端子VCLH與VPHV端子短接。這樣可以擴大VAPD電壓值的設置范圍，可以將VAPD電壓設置上限值擴大到（VPHV-1.5V）。在不同的高壓電源VPHV電壓輸入值下，VAPD電壓值的可設置范圍如下：

●10V<VPHV<41V時，VAPD電壓范圍：6V～（VPHV-1.5V）；

●41V<VPHV<76.5V時，VAPD電壓范圍：（VPHV-35V）～（VPHV-1.5V）；

●76.5V<VPHV<80V時，VAPD電壓范圍：（VPHV-35V）～75V。

（2）電源跟隨工作模式

△ 有些場合，需要用電壓可調的DC-DC直流變換器或用電壓可調的高壓電源來提供VPHV電壓，這些場合不需要使用ADL5317的VSET→VAPD電壓的線性設置功能，而希望通過直接調節高壓電源電壓VPHV來調整VAPD端子的輸出偏壓VAPD；這種情況下就需要使ADL5317工作于電源跟隨模式中。

△ 圖2-66示出了ADL5317在電壓跟綜模式下的配置形式。在電壓跟隨模式中，VSET端子要接于+3.0～+5.5V電壓；即要求：+3.0V≤VSET≤+5.5V，使 ADL5317芯片中的VSET電壓放大器的輸出電壓上升至飽和狀態，超出其線性可控范圍，不再受 VSET端子電壓控制。并且還需要將高壓鉗位端子VCLH置空，保持2V鉗位電壓有效。這樣，在電源跟隨模式下，VAPD端子的輸出電壓就會跟隨著高壓電源VPHV端子電壓的變化而變化，并且始終保持著VAPD端子電壓低于VPHV端子電壓2.0V的差值狀態。圖2-67示出了多溫度條件下，VAPD端子輸出電壓VAPD跟隨VPHV端子電壓VPHV變化過程中，VAPD與VPHV的差值情況。

△ 也可以使用ADL5317的VPLV低壓電源連接VSET端子，來設置電源跟隨模式。這要求低壓電源電壓VPLV大于5.5V，并且需要在VSET端子和VPLV端子之間串接一個100kΩ的電阻，用以限制VSET端子的流入電流。在電源跟隨模式下，IPDM鏡像電流精密監測等功能仍然有效可用。

2.5.2.10 應用ADL5317的APD偏壓聯控方式

△ 保持APD傳感器穩定工作的關鍵在于保持雪崩倍增因子M值的穩定性。從圖2-48的典型特性曲線可知，APD的M值是隨溫度的上升而下降；而又隨反向偏置電壓的增大而上升的。這樣便可以通過綜合測控APD器件的溫度值和反向偏壓值來保持APD的M值的穩定。

△ 圖2-68示出了使用ADL5317對APD偏壓進行綜合控制的電路結構圖，電路工作于線性模式下。在使用APD傳感器和專用集成電路ADL5371進行光電變換時，可以先決定一個工作任務所要求的M0值，之后再將所選用的APD器件在M=M0時的條件溫度值和偏壓值的數據對應表測量（整理）出來，存入查表式電壓發生器T的ROM中，并通過一只溫度傳感器S來實時監測APD器件的溫度值，并實時將每個溫度信號電壓進行A/D變換后送入查表式電壓發生器T中。由這個電壓發生器T根據溫度傳感器S送來的APD器件的溫度數據值，查ROM表并輸出相應的控制電壓值VT；這個VT值直接送入ADL5317的VSET端子，按照VAPD=30VSET的變換規律實時地調整VAPD端子的輸出電壓值。這樣，便可以實現實時地調控APD的偏壓值，在變化的溫度環境中始終保持APD倍增因子M值的穩定性。

△ 由于ADL5317對IAPD電流的監測范圍可寬達到3nA～5mA，其動態范圍達到106倍，因此IPDM端子可以后續對數型放大電路，以便寬范圍讀取流過APD的電流數據。ADL5317的IPDM監測電流輸出端口已設計成與集成對數型放大器件AD8305可以直接相連的形式， AD8305對數型放大器可以直接從ADL5317讀取光電流信號，并在ADL5317的全動態監測范圍里對APD傳感器的光電流信息進行精確變換輸出或進行高精度光功率監測。圖2-69示出了使用ADL5317和AD8305的APD偏壓控制與光電流監測電路。