3.3 多級放大電路

由一只晶體管組成的基本組態(tài)放大器往往達(dá)不到所要求的放大倍數(shù)，或者其他指標(biāo)如輸入輸出電阻、輸出功率、通頻帶等達(dá)不到要求。這時，可以將基本組態(tài)放大器作為一級單元電路，將其一級一級地連接起來構(gòu)成多級放大器，以實現(xiàn)所需的技術(shù)指標(biāo)。多級放大器又稱為級聯(lián)放大器。

3.3.1 多級放大器耦合方式

多級放大器級與級之間，信號源與放大器之間，放大器與負(fù)載之間的連接方式，或者說信號傳輸方式，稱為耦合方式。耦合方式有電容耦合（又稱阻容耦合）、變壓器耦合、直接耦合和光電耦合等類型。

1.電容耦合

如圖3-48所示為一個電容耦合兩級共射放大器。該電路依靠耦合電容C1、C2和C3來實現(xiàn)信號源—前級放大器—后級放大器—負(fù)載之間的連接和信號傳輸。

由于耦合電容的“隔直流”作用，使得各級放大器的直流通路是相互獨立的，從而使各級工作點互不影響，獨立計算十分方便。又因耦合電容的“通交流”作用，使得前級的輸出電壓就是后級的輸入電壓。但是，如果輸入信號的頻率很低，耦合電容對信號的容抗增大，電容不能再視為交流短路，這時電容上產(chǎn)生信號電壓具有分壓作用，從而造成信號電壓的傳輸損失，使得輸出電壓減小，電壓增益降低。因此，電容耦合放大器不能放大變化十分緩慢的直流信號。電容耦合放大器是一種交流放大電路。

圖3-48中的電感Lc和電容Cc是實用電路中經(jīng)常被采用的電源去耦電路，用來消除放大器各級之間的共電耦合。下面對共電耦合現(xiàn)象給予解釋：由于實際的電源EC并非理想的恒壓源，總存在著一定的內(nèi)阻rC，如果沒有電源去耦電路，后級的信號電流流入電源后，在rC上產(chǎn)生的電壓會反饋（回送）到前級的輸入端，這種反饋可能會造成放大器的自激。在音頻放大電路中，這種自激會使得揚聲器發(fā)出嘯叫聲。電感Lc和電容Cc接入后，使兩級信號電流ic1和ic2被感抗很大的電感Lc“阻斷”，又經(jīng)容抗很小的電容Cc“旁路”到地，這樣ic1和ic2就不會流入電源EC，流經(jīng)電源的電流只有兩級的直流電流IC1和IC2。從濾波器的觀點來看，電源去耦電路就是一種低通濾波器。設(shè)計濾波器的截止頻率時，應(yīng)使其遠(yuǎn)低于放大器的信號頻率，使信號電流無法經(jīng)濾波器進(jìn)入電源。

在低頻放大電路中，如果要使感抗ωLc很大而容抗l/ωCc很小，電感Lc和電容Cc勢必很大。大電感由于體積大且寄生參數(shù)復(fù)雜，用在電路中有時會適得其反。故在電源去耦電路中，也常常用電阻代替電感。當(dāng)然，這種代替是有代價的，電阻要消耗能量，電阻上的直流壓降會使放大器的供電電壓降低。

2.變壓器耦合

變壓器耦合是利用電磁感應(yīng)原理將變壓器初級繞組上的交流電壓傳送到次級繞組。如圖3-49所示，就是一個變壓器耦合兩級CE放大電路。

由于變壓器不能傳送直流電流、電壓，所以變壓器耦合放大器前后級工作點相互獨立，工作點計算調(diào)整十分方便。變壓器耦合最大的優(yōu)點是可以用它來實現(xiàn)阻抗變換，把實際負(fù)載變換為我們所需的等效負(fù)載。在圖3-49中，如果設(shè)變壓器Tr3的初級與次級的匝數(shù)比為n（n=N1/N2）。由電路理論可知，對理想變壓器而言，Tr3初級等效交流電阻R′L=n2RL。如果改變匝數(shù)比n，使R′L等于放大器所需的最佳輸出電阻，負(fù)載RL上就可以獲得最大輸出功率。即通過變壓器的阻抗變換實現(xiàn)了放大器與負(fù)載之間的功率匹配。但是，由于實際的低頻變壓器體積大、笨重、成本高且頻率特性差，因此，變壓器耦合放大器多用于射頻（高頻）放大電路，例如高頻模擬電路中的小信號調(diào)諧放大器。

3.直接耦合

當(dāng)需要傳送和放大頻率很低的直流信號時，電容耦合和變壓器耦合方式都不能采用，而必須采用前級輸出與后級輸入直接連接的耦合方式。此外，在半導(dǎo)體集成電路中，由于大電容集成很困難，也無法集成電感，因此集成電路內(nèi)部各級之間一定是直接耦合的電路設(shè)計。

由于省去了電抗元件做耦合，如果電路中也沒有其他諸如旁路電容之類的電抗元件，則直接耦合放大器可以放大頻率低到零的直流信號，即直接耦合放大器可以作為直流放大器。請注意：直流放大器并不是只能放大直流信號的放大器，而是指被放大信號的頻率即使降低到零也能被正常放大。顯然，直接耦合放大器電路更簡潔。但是，直接耦合放大器也存在如下一些特殊問題。

（1）直接耦合放大器前后級直流電平必須正確配合

由于直接耦合造成放大器前后級工作點不再獨立，而是互相影響，在設(shè)計電路時，必須使前后級電平正確配合才能保證各級的晶體管都工作在放大區(qū)。例如，在圖3-48中，如果兩級放大器之間無耦合電容（C2 短路），前級集電極輸出與后級基極輸入直接耦合，由于UCE1 =UBE2≈0.7 V，表明VT1的集電極電位被鉗位在0.7 V，使得VT1的集電結(jié)無法得到反偏電壓，VT1將工作在靠近飽和區(qū)；VT2 也會因電流過大而飽和。為了解決這一問題，可以用穩(wěn)壓管將VT2發(fā)射極的直流電位抬高，如圖3-50所示，VT2 的基極電位也因此抬高，VT2的基極與VT1 的集電極直接相連時，就可以保證VT1 的集電結(jié)反偏，工作在放大區(qū)。圖2.50中Rz是穩(wěn)壓管VDZ的限流電阻，為穩(wěn)壓管提供合適的偏置電流，使穩(wěn)壓管工作在穩(wěn)壓狀態(tài)。

使前后級電位能正確配合的另一解決辦法是將第二級改為PNP管，如圖3-51所示。圖中也使用了穩(wěn)壓管來降低VT2的基極電位，使其能與VT1的集電極電位配合。

這種使前后級電位正確配合的電路稱為電平偏移電路，它是集成放大器設(shè)計中必須考慮的問題。

（2）直流放大器的零輸入和零輸出條件

在直流放大器中，如果在靜態(tài)時輸入口和輸出口的直流電壓不為零，那么接入信號源和負(fù)載后，就會有直流電流流過信號源和負(fù)載，同時工作點也會發(fā)生變化。為了解決這一問題，在設(shè)計直流放大器時，希望放大器輸入口和輸出口的靜態(tài)直流電壓為零。這就是直流放大器的零輸入和零輸出條件。如果放大器采用正負(fù)雙電源供電，并合理設(shè)計電平偏移電路，就能使直流放大器實現(xiàn)零輸入和零輸出條件。

（3）零點漂移問題

直接耦合放大器在靜態(tài)時，輸出端直流電壓會出現(xiàn)緩慢變化的現(xiàn)象，稱為零點漂移，簡稱零漂。產(chǎn)生零漂的主要原因是環(huán)境溫度的變化，此時零漂又稱為溫漂。當(dāng)環(huán)境溫度變化時，引起晶體管參數(shù)（β、ICBO和輸入、輸出特性曲線）的變化，使得前級工作點發(fā)生緩慢漂移。這種漂移電壓會因為直接耦合傳到后級，經(jīng)過后級放大后在輸出口出現(xiàn)更大的漂移電壓。當(dāng)放大器工作時，負(fù)載上的漂移電壓與信號輸出電壓混在一起，對輸出信號形成干擾。如果輸出信號小于溫漂電壓，則有用的信號便會“淹沒”在溫漂電壓中而無法識別。因此，溫度漂移可能使直接耦合放大器失去放大微弱信號的能力。克服溫漂的有效方法是采用差動放大電路（見第4章）。

對于電容耦合和變壓器耦合放大器，由于電容和變壓器具有“隔直流”的作用，所以前級緩變的溫漂電壓不能通過電容和互感傳到下一級，因此負(fù)載上沒有溫漂電壓干擾。

3.3.2 多級放大器性能指標(biāo)的計算

如圖3-52所示為多級放大器的通用模型。由該圖可知，在多級放大器中，后級放大器的輸入電阻是前級放大器的負(fù)載，而前級放大器的輸出電路是后級放大器的信號源。另外，在圖3-52中，Auo1 ～Auon分別表示各級放大器的開路增益。

多級放大器的輸入電阻就是第一級放大器的輸入電阻，而未級放大器的輸出電阻就是多級放大器的輸出電阻。因此，求解多級放大器輸入電阻和輸出電阻的方法與單級放大器相同。即

在計算多級放大器的電壓增益時，方法之一是求出各級放大器電壓增益，然后將其相乘。但必須注意：一定要將后級的輸入電阻作為負(fù)載來求前級增益。對于圖3-52的模型，可求得其電壓增益為

源電壓增益為

電流增益為

此外，多級放大器的電流增益Ai和Ais，也可以通過先求各級電流增益然后相乘求得。但必須注意，前級的輸出電流一定是后級的輸入電流。

3.3.3 組合放大器

組合放大器是一些常用的雙管級聯(lián)放大器，但這些級聯(lián)放大器的目的并不是為了提高電壓增益，而是為了改善放大器的其他指標(biāo)，如展寬放大器的頻率范圍，防止自激等。本節(jié)主要討論工程中常用的幾種組合電路中頻段指標(biāo)的計算，以此學(xué)習(xí)多級放大器的分析計算方法。

1.共射-共基（CE-CB）組合放大器

圖3-53是共射-共基組合放大器的一種電路結(jié)構(gòu)。該電路前后級間采用直接耦合，信號由VT1 的基極輸入、集電極輸出，所以VT1構(gòu)成共射電路。第一級VT1 集電極的輸出信號直接輸入第二級VT2的發(fā)射極，信號由VT2 的集電極輸出，所以VT2構(gòu)成共基電路。

（1）直流通路、靜態(tài)工作點

該放大器的直流通路如圖3-54所示。由直流通路，可以估算出該放大器的靜態(tài)工作點：

（2）交流參數(shù)的分析

該放大器的交流通路如圖3-55所示。由于Cb是VT2基極的旁路電容，所以畫交流通路時VT2 的基極應(yīng)對地短路。另外圖中Rb=R2∥R3。如果設(shè)兩管的β相等，且不計基區(qū)寬調(diào)效應(yīng)（即rce=∞），該放大器的微變等效電路如圖3-56所示。

根據(jù)CE和CB放大器輸入電阻和輸出電阻的求解方法，可分別求出該組合放大器的輸入電阻和輸出電阻為

第二級CB放大器的輸入電阻Ri2 =rbe2/（1+β），Ri2就是第一級CE放大器的負(fù)載電阻。根據(jù)基本組態(tài)放大器的公式，很容易寫出

將Ri2代入式（3-106）就可求得Au。如果兩管的小信號參數(shù)相同，則

觀察式（3-107）發(fā)現(xiàn)：CE-CB組合電路的Au與單級CE放大器相同，這說明該組合電路并非為了提高Au。其實，由于第一級的負(fù)載是CB放大器的輸入電阻，因此第一級負(fù)載電阻極小，這使得Au1≈1。CE-CB組合電路的電壓增益主要是第二級CB放大器貢獻(xiàn)的。

但是，第一級CE放大器負(fù)載電阻的減小有利于該級輸出回路時間常數(shù)的減小，可以使高頻截止頻率大大提高，從而展寬了放大器的通頻帶。另外，這種組合電路用做高頻放大器時穩(wěn)定性好，不易自激。這些才是該電路的優(yōu)點。

2.共源-共柵（CS-CG）組合放大器

圖3-57是共源-共柵組合放大器的一種電路結(jié)構(gòu)。該電路前后級間采用直接耦合，信號由VT1的柵極輸入，漏極輸出，所以VT1 構(gòu)成共源電路。第一級VT1 漏極的輸出信號直接輸入第二級VT2的源極，由VT2的漏極輸出，所以VT2構(gòu)成共柵電路。

（1）直流通路、靜態(tài)工作點

該放大器的直流通路如圖3-58所示。由直流通路，利用下面的公式，可以估算出該放大器的靜態(tài)工作點：

（2）交流參數(shù)的分析

該放大器的交流通路如圖3-59所示。由于CG為VT2柵極的旁路電容，所以畫交流通路時VT2的柵極應(yīng)對地短路。另外圖中RG=R2∥R3。如果設(shè)兩管的gm相等，且不計溝道寬調(diào)效應(yīng)（即rds=∞），該放大器的微變等效電路如圖3-60所示。

根據(jù)共源（CS）和共柵（CG）放大器輸入電阻和輸出電阻的求解方法，可分別求出該組合放大器的輸入電阻和輸出電阻為

第二級CG放大器的漏極電流id2 =gmugs2就等于第一級CS放大器的漏極電流id1 =gmugs1，即gmugs2 =gmugs1。而輸入電壓ui=ugs1，很容易寫出

觀察式（3-113）發(fā)現(xiàn)，CS-CG組合電路的Au與單級CS放大器相同，這說明該組合電路并非為了提高Au。其實，與CE-CB組合電路具有相同的特點，可以展寬放大器的通頻帶。這種組合電路用做高頻放大器時穩(wěn)定性好，不易自激。這些才是該電路的優(yōu)點。

3.共射-共集（CE-CC）組合電路

圖3-61是共射-共集組合放大器的一種電路結(jié)構(gòu)。該電路前后級間采用電容耦合，即兩級之間靜態(tài)工作點相互獨立。該放大器的直流通路如圖3-62所示，該電路靜態(tài)工作點的估算請讀者自行完成。

該放大器的交流通路如圖3-63所示，微變等效電路如圖3-64所示。利用微變等效電路可分別求出該放大器的交流參數(shù)。

輸入電阻

輸出電阻

其中，R′s2 =Rc∥Rb3（忽略了BJT的基區(qū)寬調(diào)效應(yīng)）。

電壓增益

式中

由以上分析可以看出，盡管CE-CC組合放大電路的電壓增益與單級CE放大電路的基本相同，但CE-CC組合電路的輸出電阻很小，顯然負(fù)載能力大大提高了。

4.共源-共漏（CS-CD）組合電路

圖3-65是共源-共漏組合放大器的一種電路結(jié)構(gòu)。該放大器的直流通路如圖3-66所示，該電路靜態(tài)工作點的估算請讀者自行完成。

該放大器的交流通路如圖3-67所示，微變等效電路如圖3-68所示。如果設(shè)兩管的gm相等，不計rds，利用微變等效電路可分別求出該放大器的交流參數(shù)。

輸入電阻

輸出電阻

電壓增益

其中，R′L=RS2∥RL。

由以上分析可以看出，盡管CS-CD組合放大電路的電壓增益與單級CS放大電路的基本相同，但CS-CD組合電路的輸出電阻很小，顯然負(fù)載能力大大提高了。