官术网_书友最值得收藏!

  • 電子系統設計基礎
  • 林建英 吳振宇編著
  • 6163字
  • 2018-12-27 10:34:22

1.5 信號調理電路設計

1.5.1 常用運算電路

集成運算放大器與外部電阻、電容等構成閉環電路后,能對各種模擬信號進行比例、加法、減法、微分、積分、乘法和除法等運算。運算放大器工作在線性區時,通常要引入深度負反饋。所以,它的輸出電壓和輸入電壓的關系基本決定于反饋電路和輸入電路的結構與參數,而與運算放大器本身的參數關系不大。改變輸入電路和反饋電路的結構形式,就可以實現不同的運算。

(1)反相比例運算(反相放大器)

反相比例運算電路如圖1.26所示。其中RF反饋電阻,R1為輸入電阻,由于Au非常大,所以,而,所以

圖1.26 反相比例運算電路

平衡電阻R2 = R1 // RF,以減小失調電流。Auf為負值,即uoui極性相反。因為ui加在反相輸入端。Auf只與外部電阻R1、RF有關,與運放本身參數無關。|Auf|可大于1,也可等于1或小于1。

(2)同相比例運算(同相放大器)

同相比例運算電路如圖1.27所示。

圖1.27 同相比例運算電路

,所以

平衡電阻R2 = R1//RF,Auf為正值,即uoui極性相同。因為ui加在同相輸入端。Auf只與外部電阻R1、RF有關,與運放本身參數無關。Auf≥1,不能小于1。當R1= ∞且RF = 0時, uo = ui,Auf = 1,稱為簡化的電壓跟隨器,如圖1.28所示。

圖1.28 簡化的電壓跟隨器

圖1.29是一電壓跟隨器,電源經兩個電阻分壓后加在電壓跟隨器的輸入端,當負載 RL變化時,其兩端電壓uo不會隨之變化,uo = 7.5 V。由運放構成的電壓跟隨器輸入電阻很高、輸出電阻也非常低,其跟隨性能比三極管射極輸出器更好。

圖1.29 電壓跟隨器

(3)反相加法運算電路(如圖1.30所示)

圖1.30 反相加法運算電路

;R2= R11 // R12 // RF;輸入電阻低,共模電壓低,當改變某一路輸入電阻時,對其他路無影響。

(4)同相加法運算電路(如圖1.31所示)

圖1.31 同相加法運算電路

;R21 //R22 = R1 //RF;輸入電阻高,共模電壓高,當改變某一路輸入電阻時,對其他路也會有影響。

(5)減法運算電路(如圖1.32所示)

圖1.32 減法運算電路

(6)積分運算電路(如圖1.33所示)

圖1.33 積分運算電路及輸入、輸出波形

;采用集成運算放大器組成的積分電路,由于充電電流基本上是恒定的,故uo是時間t的一次函數,從而提高了它的線性度,積分運算電路及輸入、輸出波形如圖1.33所示。將比例運算電路和積分運算電路結合在一起,就組成比例-積分運算電路,如圖1.34所示。

圖1.34 比例-積分運算電路

;這種運算器又稱PI調節器,常用于控制系統中,以保證自控系統的穩定性和控制精度。改變RFCF,可調整比例系數和積分時間常數,以滿足控制系統的要求。

(7)微分運算電路(如圖1.35所示)

圖1.35 微分運算電路及輸入、輸出波形

(8)比例-微分運算電路(如圖1.36所示)

圖1.36 比例-微分運算電路

;比例-微分運算電路又叫PD調節器,控制系統中,PD調節器在調節過程中起加速作用,即使系統有較快的響應速度和工作穩定性。

(9)比例-積分-微分運算電路(如圖1.37所示)

圖1.37 比例-積分-微分運算電路

1.5.2 常用運算放大器及應用舉例

LM324是最常用的四運放集成電路,它采用14引腳雙列直插塑料封裝,內部包含四組形式完全相同的運算放大器,除電源共用外,四組運放相互獨立。每一組運算放大器可用圖1.38所示的符號來表示,它有5個引出腳,其中“+”、“-”為兩個信號輸入端,“V+”、“V-”為正、負電源端,“Vo”為輸出端。兩個信號輸入端中,Vi-(-)為反相輸入端,表示運放輸出端Vo的信號與該輸入端的位相反;Vi+(+)為同相輸入端,表示運放輸出端Vo的信號與該輸入端的相位相同。

圖1.38 LM324結構圖

由于LM324四運放電路具有電源電壓范圍寬、靜態功耗小、可單電源使用,價格低廉等優點,因此被廣泛應用在各種電路中。下面介紹其應用實例。

圖1.39所示放大器可代替晶體管進行交流放大,可用于擴音機前置放大等。電路無須調試,放大器采用單電源供電。該放大器由R1、R2組成V+/2偏置,C1是旁路電容。放大器電壓放大倍數Au僅由外接電阻RiRf決定:Au = -Rf /Ri。負號表示輸出信號與輸入信號相位相反。按圖中所給數值,此電路Au = -10,輸入電阻為Ri。一般情況下先取Ri與信號源內阻相等,然后根據要求的放大倍數在選定Rf。其中,CoCi為耦合電容。

圖1.39 LM324單電源反相交流放大電路

圖1.40所示電路為同相交流放大電路,其特點是輸入阻抗高。其中的R1、R2組成V+/2分壓電路,通過R3對運放進行偏置。電路的電壓放大倍數Au也僅由外接電阻決定:Au = 1 +Rf/R4,電路輸入電阻為R3。R4的阻值范圍為幾千歐姆到幾十千歐姆。

圖1.40 LM324單電源同相交流放大電路

圖1.41所示電路可將輸入交流信號分成三路輸出,三路信號可分別用作指示、控制、分析等用途。而對信號源的影響極小。因運放Ai輸入電阻高,運放A1~A4均把輸出端直接接到負輸入端,信號輸入至正輸入端,相當于同相放大狀態時Rf = 0的情況,故各放大器電壓放大倍數均為1,與分立元件組成的射極跟隨器作用相同。R1、R2組成1/2V+偏置,靜態時A1輸出端電壓為1/2V+,故運放A2~A4輸出端亦為1/2V+,通過輸入輸出電容的隔直作用,取出交流信號,形成三路分配輸出。

圖1.41 LM324交流信號三路分配電路

當去掉運放的反饋電阻時,或者說反饋電阻趨于無窮大時(即開環狀態),理論上認為運放的開環放大倍數也為無窮大(實際上很大,如LM324運放開環放大倍數為100 dB,既10萬倍)。此時運放便形成一個電壓比較器,其輸出不是高電平(V+),就是低電平(V-或接地)。當正輸入端電壓高于負輸入端電壓時,運放輸出高電平。

圖1.42中使用兩個運放組成一個電壓上下限比較器,電阻 R1、R′1組成分壓電路,為運放A1設定比較電平U1;電阻R2、R′2組成分壓電路,為運放A2設定比較電平U2。輸入電壓U1同時加到A1的正輸入端和A2的負輸入端之間,當UiU1時,運放A1輸出高電平;當UiU2,則當輸入電壓Ui越出[U2,U1]區間范圍時,LED點亮,這便是一個電壓雙限指示器。若選擇U2U1,則當輸入電壓在[U2,U1]區間范圍時,LED點亮,這是一個“窗口”電壓指示器。此電路與各類傳感器配合使用,稍加變通,便可用于各種物理量的雙限檢測、短路、斷路報警等。

圖1.42 LM324構成的電壓雙限指示器

圖1.43為LM324構成的單穩態觸發器,廣泛使用在自動控制系統中。電阻R1、R2組成分壓電路,為運放A1負輸入端提供偏置電壓U1,作為比較電壓基準。靜態時,電容C1充電完畢,運放A1正輸入端電壓U2等于電源電壓V+,故A1輸出高電平。當輸入電壓Ui變為低電平時,二極管VD1導通,電容 C1通過VD1迅速放電,使 U2突然降至地電平,此時因為U1U2,故運放A1輸出低電平。當輸入電壓變高時,二極管VD1截止,電源電壓R3給電容C1充電,當C1上充電電壓大于U1時,既U2U1,A1輸出又變為高電平,從而結束了一次單穩觸發。顯然,提高U1或增大R2C1的數值,都會使單穩延時時間增長,反之則縮短。

圖1.43 單穩態觸發器

如果將二極管VD1去掉,則此電路還具有加電延時功能。剛加電時,U1U2,運放A1輸出低電平,隨著電容C1不斷充電,U2不斷升高,當U2U時,A1輸出才變為高電平。

1.5.3 小信號放大與專用儀用放大器

經由傳感器或敏感元件轉換后輸出的信號一般電平較低,如鉑銠熱電偶的輸出、經電橋變換后的信號等,通常在幾毫伏到幾百毫伏之間,很難直接用來進行顯示、記錄、控制和A/D轉換,為此測量電路的前端需要設有信號放大電路,這一環節主要依靠由集成運算放大器等基本原件構成具有各種特性的放大器來完成。

對于一般的信號放大而言,只需要簡單的差分放大電路即可滿足要求。然而一般的差分放大電路精度較差,而且差分放大電路改變放大倍數時必須調整兩個電阻,影響整個信號放大電路精度的因素就更為復雜。在電子系統中的小信號主要是由各種傳感器輸出的,傳感器的輸出信號不僅電平低、內阻高、還伴有較高的共模電壓。因此對于小信號放大有如下一些要求:

(1)輸入阻抗應遠大于信號源內阻。否則,放大器的負載效應會使所測電壓造成偏差。

(2)抗共模電壓干擾能力強。

(3)在預定的頻帶寬度內有穩定準確的增益、良好的線性,輸入漂移和噪聲應足夠小以保證要求的信噪比,從而保證放大器輸出性能穩定。

(4)能附加一適應特定要求的電路。如放大器增益的外接電阻調整、方便準確的量程切換、極性自動變換等。

根據以上要求,對傳感輸出的小信號進行放大時,小信號放大常用測量放大器實現。測量放大器又稱數據放大器或者儀表放大器。其主要特點是:輸入阻抗高、輸出阻抗低、失調及零漂很小、放大倍數精度可調、具有差動輸入和單端輸出、共模抑制比很高。適用于大的共模電壓背景下對緩變微弱的差值信號進行放大。

常見的測量放大器包括由分立放大器組成的三運算測量放大器和單片集成的測量放大器。

1.三運算測量放大器

三運算測量放大器的電路如圖1.44所示。

圖1.44 三運算放大器測量電路

其電壓放大倍數為

測量放大器的共模抑制比

CMRR=(1+R 1/RG)× CMRR3

式中,CMRR3為第三級A3的共模抑制比,該電路輸入阻抗高,約為109 Ω。

2.單片集成的測量放大器

目前市場上測量放大器品種很多,有通用型,如INA110、INA114/115、INA131等;有高精度型,如AD522、AD524、AD620、AD624、AD650等;有低噪聲低功耗型,如INA102、INA103等;可編程型,如AD526。

下面介紹高精度型單片集成測量放大器AD620。

AD620測量放大器是美國AD公司的產品,由于它采用了較為先進的工藝,最大工作電流為1.3 mA,輸入失調電壓為5 μV, 輸入失調漂移最大為1 μV/℃,共模抑制比為93 dB,增益范圍可調,且調節方便,噪聲低。AD620的核心是三運放電路,有較高的共模抑制比,溫度穩定性好,放大頻帶寬,噪聲系數小。且精度高、使用簡易、噪聲低,應用十分廣泛。多年來AD620已經成為工業標準的高性能、低成本的儀表放大器。AD620是一種完整的單片儀表放大器,提供8引腳DIP和SOIC兩種封裝。AD620是傳統AD524儀表放大器的第二代產品,由一個外部電阻器便可以實現從1~1000任何要求的增益。最大誤差在±0.3%之內。

AD620主要技術指示列表如下:

帶寬:800 MHz;

輸出功率:2.4 mW;

功率增益:120 dB;

工作電壓:±15 V;

靜態功耗:0.48 mW;

輸入失調電壓:≤60 μV;

轉換速率:1.2 V/μs;

工作溫度范圍:-55℃~+125℃

AD620放大器的引腳封裝如圖1.45(a)所示,其功能結構如圖1.45(b)所示。該放大器的特點為:差動輸入、單端輸出。電壓增益可由一個電阻 RG來確定,且增益連續可調,并有效地解決了后級負載對地連接的問題。A1、A2組成了同相高輸入阻抗的差動輸入,差動輸出,并承擔了全部的增益放大任務。由于電路結構對稱,增益改變時,輸入阻抗不變。反饋電阻Rl = R2 = 24.7 kΩ,放大器A1、A2的共模增益、失調、漂移等誤差均得到了相互補償。后級A3的增益為1,具有較高的共模抑制比和抗干擾能力。

AD620是在傳統的三運放組合方式改進的基礎上研制的單片集成放大器。圖1.45(c)中的輸入三極管VT1和VT2提供了唯一的雙極差分輸入,因內部的超β 處理,它的輸入偏移電流比一般情況低10倍。通過VT1-A1-R1環路和VT2-A2-R2環路的反饋,保持了VT1,VT2集成極電流為常量,所以輸入電壓相當于加在外接電阻RG的兩端。從輸入到A1/A2輸出的差分放大倍數為G = (R1 + R2)/RG + 1。由A3組成的單位增益減法器消除了任何共模成分,而產生一個與REF引腳電位有關的單路輸出。RG的值還確定了前級運放的跨導。當RG減小時,放大倍數增大,對輸入三極管的跨導漸漸增大,這具有明顯的優點,放大倍數增加使得開環增益增大,因此減小了增益帶寬乘積增加,頻率響應得到改善。內部增益電阻 R1R2被精確修正為24.7 kΩ,使得運放增益(經過運算推導)精確地由RG確定

G = 49.4 kΩ/RG + 1或RG = 49.4 kΩ/(G - 1)

圖1.45 AD620的引腳定義、功能結構及內部電路

RG為外部增益調整,可在放大器的引腳1和引腳8之間跨接此高精度電阻來滿足所需要的放大倍數。為防止AD620進入飽和狀態而阻塞放大器,其外部增益一般不宜過大,采用放大器AD620,增益誤差可≤0.01%,非線性≤0.002%。AD620由于體積小、功耗低、噪聲小及供電電源范圍廣等特點,使AD620特別適宜應用到諸如傳感器接口、心電圖監測儀、精密電壓電流轉換等應用場合。圖1.46為AD620構成的儀用同相放大器原理圖。

圖1.46 AD620同相放大器電路原理圖

1.5.4 電壓-頻率轉換電路

電壓頻率轉換器VFC(Voltage Frequency Converter)是一種實現模數轉換功能的器件。電壓/頻率轉換器(VFC)的基本功能是將輸入的模擬電壓轉換為與之成比例的脈沖串輸出,因此,一定時間內脈沖串的個數便代表了輸入模擬電壓的大小。利用計數器對脈沖串進行計數,正是利用VFC實現ADC的基本出發點。VFC型ADC主要用于對精度要求很高,而對速度要求不太高的數據測量系統。

VFC利用積分原理,將輸入電壓(或電流)轉換成頻率輸出,其脈沖頻率與輸入電壓(或電流)成比例,其精度高、線性度好、轉換速度居中、轉換位數與速度可調、與CPU的連線最少,且增加轉換位數時不會增加與CPU的連線,因此,VFC為A/D轉換技術提供了一種廉價而有效的解決辦法。

VFC實現A/D轉換的實質是一個二次積分過程。第一步是利用VFC將輸入的模擬信號轉換成與其成正比的頻率信號;第二步是在設定的時間內,用計數器對頻率信號進行計數,則計數器的輸出就是要轉換的模擬量對應的數字量,如圖1.47所示。在整個轉換過程中有兩個積分過程存在,因此有較高的抗干擾能力。只要保證VFC器件的精度與計數時間的準確性,就可以提高轉換的精度;而改變計數時間的大小,又可以改變計數器的輸出,即改變ADC的位數和轉換速度。

圖1.47 VFC電路實現A/D轉換的方法

AD650是一種既可以做電壓/頻率轉換(VFC),又可以做頻率/電壓轉換(FVC)的高性能單片集成電路芯片。AD650的最大滿度頻率達1 MHz,能用于低成本、高分辨率的模數或數模轉換器;在滿度頻率為10 kHz,非線性誤差為0.005%,相當于14位的ADC的線性誤差。AD650的內部結構和引腳排列形式如圖1.48所示。

圖1.48 AD650的內部結構和引腳排列形式

AD650的模擬輸入部分為一個差分輸入的運算放大器,可以通過改變外部元件接法,方便地接成單極性正電壓輸入、單極性負電壓輸入或雙極性電壓輸入等各種模擬輸入方式;并且既可以實現電壓輸入,也可以實現電流輸入;輸入失調和滿度誤差可以通過外接元件調整。AD650的輸出部分采用集電極開路輸出方式,可以方便地與TTL和CMOS數字電路接口。實際應用電路原理圖如圖1.49所示。

圖1.49 AD650電壓-頻率變換實際應用電路原理圖

1.5.5 信號整形電路

最簡單的信號整形電路就是一個單門限電壓比較器(如圖1.50所示)。當輸入信號每次過零時觸發器的輸出就要產生一次突然的變化。當輸入正弦波時,每次過零,比較器的輸出端將產生一次電壓跳變,它的正負向幅度均受到供電電源的限制,因此輸出電壓波形是具有正負極性的方波,這樣就完成了電壓波形的整形工作。

圖1.50 單門限電壓比較器的整形電路

單門限電壓比較器雖然有電路簡單、靈敏度高等特點,但其抗干擾能力差。例如,在單門限電壓比較器中,當VI中含有噪聲或干擾電壓時,其輸入和輸出電壓波形如圖1.51所示,將VREF作為單門限比較器的門限值Vth。由于VI在門限值附近時出現干擾,vO將時而為VOH,時而為VOL,導致比較器輸出不穩定。如果用這個輸出電壓vO去控制電機,將出現頻繁的啟/?,F象,這種情況是不允許的。提高抗干擾能力的一種方案是采用遲滯比較器。

圖1.51 單門限比較器輸入和輸出波形

遲滯比較器是一個具有遲滯回環特性的比較器。圖1.52(a)所示為反相輸入遲滯比較器原理電路,它是在反相輸入單門限電壓比較器的基礎上引入了正反饋網絡,其傳輸特性如圖1.52(b)所示。如將vIVREF位置互換,就可組成同相輸入遲滯比較器。

圖1.52 遲滯比較器和輸入輸出波形

由于比較器中的運放處于開環狀態或正反饋狀態,因此一般情況下,輸出電壓vO與輸入電壓vI不成線性關系,只有在輸出電壓發生跳變瞬間,集成運放兩個輸入端之間的電壓才可近似認為等于零,即

設運放是理想的并利用疊加原理,則有

根據輸出電壓vO的不同值(VOHVOL),可求出上門限電壓VT+和下門限電壓VT-分別為

門限寬度或回差電壓為

設電路參數如圖1.52所示,且VOH-VOL=5V ,則由式(1.3)至式(1.5)可求得 VT+ = 1.04V, VT- = 0.94V和VT= 0.1 V。

主站蜘蛛池模板: 辽源市| 万载县| 张家川| 威远县| 中超| 潼关县| 宜黄县| 双江| 富裕县| 麟游县| 鸡东县| 类乌齐县| 错那县| 淮北市| 东辽县| 平湖市| 澄江县| 张北县| 凤凰县| 兴山县| 肃南| 紫云| 连云港市| 砀山县| 金湖县| 池州市| 赣榆县| 公安县| 溧水县| 江阴市| 台南县| 平果县| 信丰县| 黄梅县| 泌阳县| 榆树市| 乌苏市| 通海县| 民权县| 济阳县| 乌拉特前旗|