1.1 集成運放的基本組成電路

集成運放是由各個單元電路組成的，品種繁多的集成運放內部電路，不僅結構有很多相似之處，而且許多集成運放所用的單元電路的性能也很接近。

本節簡要介紹差動輸入電路、恒流源電路、有源負載電路、雙端變單端電路、直流電平位移電路、互補推挽輸出電路等單元電路，它們是集成運放的基本組成電路。

1.1.1 差動輸入電路

1.差動放大電路的基本特性

圖1-1-1所示為差動放大電路的基本形式。它是由兩個完全對稱的共射電路組成的，晶體管VT1和VT2完全匹配，集電極電阻Rc1=Rc2=Rc。

當輸入狀態不同時，差動放大器的工作情況也有所不同。下面分別予以說明。

（1）輸入差模信號時（即ui1=-ui2）

①電壓增益和輸入電阻

這種輸入方式的ui1與ui2相位相反，所以流經VT1，VT2的電流變化相位也相反。由于ui1與ui2幅度相同，則VT1，VT2兩管電流將有相同的變化幅度。因此，射極電阻Re中的電流變化為零。所以當差模信號輸入時，差動放大器的交流等效電路如圖1-1-2所示。

此時VT1，VT2均相當于普通的共射單管放大器。顯然，當電路兩邊完全對稱時，兩管輸出電壓的相位相反，幅度相等。因此上述電路對稱輸出（也稱差分輸出）時的電壓增益為

式中，Au是單管共射放大器的電壓增益。

若是單端輸出，該電路的電壓增益將減半。

圖1-1-3所示為單管共射放大器的低頻小信號等效電路，可求得單管共射放大器的電壓增益為

式中，RL是放大器的負載電阻。

單管共射放大器的源電壓增益為

式中，ri是單管共射放大器的輸入電阻，Rs1是信號源us1的內阻，Rb是放大器的基極偏置電阻。

當電路兩邊不對稱時，兩邊輸出信號將不平衡。但可以證明，只要Re取得足夠大，就能有效地克服這種不平衡性。

差模輸入時，放大器兩輸入端之間的差模輸入電阻Rd是單管放大器的2倍，即Rd為

在室溫條件下，當β很大，信號源內阻很小時，Rd可近似表示為

式中，IB是三極管基極電流。

當三極管工作電流很小時，如在十幾微安以下時，上式可改寫為

由上述兩式，根據晶體管的基極電流值就可以估計放大器的輸入電阻。

②跨導

為了便于估算差動放大器的增益，常引入差動放大器跨導的概念。雙極型三極管的跨導定義為三極管輸出電流變化量與對應的e-b結電壓之比。差動放大器的跨導定義為其輸出差分電流變化量與對應的差模輸入變化量之比。

為了計算跨導，可以利用三極管射極電流與e-b結電壓的關系式（忽略三極管的基區寬度調制效應）

式中，IS是晶體管的反向飽和電流。上式忽略了反偏的b-c結對IE的影響。在通常情況下，，故上式可簡化為

由此算得晶體管的跨導為

式中，UT為溫度的電壓當量，其表示式是

式（1-1-10）表明三極管的跨導正比于集電極電流。

利用同樣的方法，可推導出雙極型差動放大器的等效跨導表示式為

式中，Ic為每單邊三極管的集電極電流（）。

式（1-1-12）表明，差動放大器在差動輸入時，其跨導與單管時相同。由式（1-1-12）還可得

由此可得到差動放大器電壓增益的近似式為

式中，roe為三極管輸入端交流開路時的輸出電導的倒數。在室溫情況下，可進一步近似為

式中，Io1為差動放大器的恒流源電流。

顯然，放大器的電壓增益與其工作電流成正比。若要提高電壓增益，就應適當加大三極管的工作電流。

需要指出的是，差模輸入的差動放大器的動態輸入范圍為2UT，室溫時其近似為52m V（單管時UT≈ 26m V）。當輸入信號大于此范圍時，輸出信號將出現非線性。

（2）輸入共模信號時（即ui1=ui2）

此時VT1，VT2的信號電流沿同一方向變化，故流經Re的電流將不為零。當電路完全對稱時，VT1，VT2中信號電流的幅值與相位完全相同（設為i），則流經Re的電流為2i。由此，該電路可用圖1-1-4進行等效，圖1-1-4所示為共模輸入的差動放大器電路。

此時，由于2Re的負反饋作用，VT1，VT2的電壓增益值將很小。另外，VT1，VT2集電極輸出電壓的幅值與相位均相同，故該電路差動輸出的電壓uo1-uo2=0。這表明完全對稱的差動放大器，其共模增益為零，因此對各種共模信號具有良好的共模抑制作用（這里的共模信號包括外加的共模輸入信號及放大器本身的共模輸入等效信號，如溫度等原因引起的等效信號等）。

當電路兩邊不匹配時，差動放大器的共模抑制特性將變差。根據電路的小信號等效電路計算結果，當差動輸出時，電路的共模抑制比（即差動放大器差模增益與共模增益之比）表示式為

式中，gm為三極管標稱跨導值；Δgm為VT1，VT2跨導值之差；Rc為兩邊集電極負載電阻的標稱值；ΔRc為兩邊集電極負載電阻的差值；ro為晶體管標稱的輸出電阻；Δro為VT1，VT2輸出電阻的差值；Re為差動放大器射極的外接電阻值。在上式計算時，忽略了晶體管β不對稱性的影響。實際情況下，這種忽略是允許的。

分析式（1-1-16）可以得到：

①當差動放大器兩邊電路的gm，Rc與ro不對稱時，它的CMRR從無窮大值降為有限值。Δgm/gm，ΔRc/Rc與Δro/ro越大，則CMRR的值也越低。

②Re越大，兩邊電路的不對稱性對CMR R的影響就越小。這是由于Re越大，每邊電路的共模增益越小，則差動輸出時的差值就更小。因此在集成運放中，差動放大器中的Re均以恒流源代替。

③提高三極管的輸出電阻ro及跨導gm，都將提高差動放大器的CMRR。

2.差動放大器的輸入失調及其漂移

絕大多數集成運放的輸入級都采用差動放大器的形式。輸入級的失調是整個運放輸入失調的主要來源，因此，減小差動放大器的輸入失調是很重要的。

（1）差動放大器的輸入失調電壓及其漂移

在實際的差動放大器中，當差動輸出電壓為零時，輸入端所加的直流補償電壓的大小稱為差動放大器的輸入失調電壓。

圖1-1-5所示為分析差動放大器失調電壓的示意圖。對于差動放大器，當差動輸出電壓為零時，應有

分析上式可以看到，引起差動放大器輸出電壓不平衡的因素有3個。

①VT1，VT2的UBE相同時，它們的射極電流不相等。根據式（1-1-9），這是由于VT1，VT2的反向飽和電流Is1，Is2不匹配的結果。

②VT1，VT2的集電極電阻Rc1，Rc2不匹配。

③VT1，VT2的電流增益β1，β2不匹配。

計算結果表明，差動放大器的輸入失調電壓Uos可表示為

式中，Is為晶體管反向飽和電流的標稱值；ΔIs為VT1，VT2反向飽和電流的差值；Rc為集電極電阻Rc1，Rc2的標稱值；Δβ為Rc1，Rc2的差值；β為三極管共射電流增益；Δβ為VT1，VT2共射電流增益的差值。

式（1-1-18）的三項分別對應于上述3個因素，一般情況下（除去低漂移型運放外），很小，其影響可忽略。式（1-1-18）中的第一項可以用相等射極電流時VT1，VT2的UBE之差（稱為差分對管本身的輸入失調電壓）表示

當忽略電阻溫度系數的差值時，Uos的溫漂主要決定于的溫漂。根據三極管原理分析，三極管UBE的溫度系數為

式中，Eg0是硅的禁帶寬度。室溫時約為-2.2mV/℃。由此，差動放大器的輸入失調電壓的溫度系數為

對應于1mV的輸入失調電壓，在室溫時它的溫度系數約為3.3mV/℃。

（2）差動放大器的輸入失調電流及其漂移

差動放大器的輸出直流電壓等于零時，兩輸入端所加偏置電流的差值即為其輸入失調電流Ios。引起Ios的原因是：晶體管的β不對稱，使基極注入電流產生偏差；由于集電極負載電阻不對稱，引起輸出電壓偏差。為使這些偏差等于零，差分對管的基極注入電流將發生偏差。可以證明Ios的表示式為

式中，IB是三極管VT1，VT2基極電流的標稱值。上式表明，Ios與晶體管的偏置電流IB成正比。

當不考慮電阻溫度的偏差時，Ios的溫度系數可近似用下式表示

當工作溫度大于25℃ 時，·約為-0.005/℃；當工作溫度小于25℃ 時，其值約為-0.015/℃。

注意，上述討論中均假設差分對管處于同樣的溫度環境中。在實際的集成運放中，由于電路中有些元件的功耗較大，芯片存在溫度梯度，故輸入差分對管的溫度環境可能有差別，它將使差動放大級的輸入失調增加。

3.集成運放的輸入級

集成運放的許多性能指標主要取決于差動輸入級。如輸入失調及其漂移、輸入阻抗、共模抑制比等重要指標，又如最大差模輸入電壓和共模輸入電壓范圍等都主要取決于其差動輸入級。因此，差動輸入級的改進便成為各代集成運放的重要標志。

（1）普通差動放大電路

采用圖1-1-1所示的普通差動放大電路作為集成運放的輸入級時，其優點是電路結構簡單，容易匹配，因此輸入失調電壓小。它廣泛用于早期產品和第一代集成運放中，如國產的F001（5G922），F004（5G23）及國外的μA709等。其缺點是輸入阻抗低，為50～300kΩ；失調電流約為100nA；最大差模輸入電壓低，不超過7V；差模輸入電壓范圍也較小，常為±10V；電壓增益不高，為30～100倍。

（2）共集-共基差動放大器

如圖1-1-6所示為共集-共基差動放大器。

該電路由兩級差動放大電路組成，第一級由高β的NPN管VT1，VT2接成共集組態差動放大電路，VT3，VT4為其發射極負載。第二級由高反壓的橫向PNP管VT5，VT6接成共基組態差動放大電路。這種差動放大電路的特點是：因輸入為共集電路，所以提高了輸入阻抗；VT3，VT4為共基電路，由于輸出阻抗高，因此可用大的負載以提高電壓增益。由于VT3，VT4的IB及VT1，VT2的IC合用一個恒流源，即IB+IC=常數，提高了共模抑制比。其最突出的特點是采用了高反壓的橫向管，使得最大差模輸入電壓Udm可達±30V。共集-共基差動放大電路廣泛用于第二代集成運放中，如國產的F007，5G24，F741及國外的μA741，AD741等。

（3）超β管差動放大電路

采用β為2000～10000的超β管作為差動放大電路，至少可以使差動輸入級的基極偏置電流減小一個數量級，這是集成運放在低漂移性能上的重大突破。因超β管的c-e極間反向擊穿電壓很低，工作時，要保證c-e極間電壓不超過0.7V，所以在電路中必須采用保護措施。如圖1-1-7所示為超β管差動放大電路，它利用橫向PNP管VT3，VT4的e-b結正向電壓對超β管VT1，VT2的c-e極形成了可靠的鉗位保護，如果略去電阻R1，R2上的壓降，則超β管將工作在UCB≈0的狀態下，這樣基本上消除了晶體管c-b結間反向飽和電流ICBO對輸入端基極偏置電流的不利影響，從而可以獲得良好的低漂移性能。第三代集成運放的主要特性就是采用了超β管的差動輸入級，如國產的4E325和國外的AD508L。

（4）場效應管差動放大電路

由于場效應管是電壓控制器件，柵極電流比三極管的基極電流小三、四個數量級，因此在需要高輸入阻抗和低偏置電流等的情況下，常采用場效應管作為差動輸入級。如圖1-1-8所示為場效應管差動放大電路，它的輸入阻抗高達1012Ω。如國外的μA740等。場效應管差動輸入電路的缺點是輸入失調電壓比較大，這是由于場效應管在制作工藝上難以達到良好的匹配而造成的。

1.1.2 恒流源電路

在集成運放中，廣泛采用恒流源電路作為各級電路的恒流偏置和有源負載。

1.鏡像恒流源基本電路

如圖1-1-9所示為鏡像恒流源的基本電路，其中VT1，VT2是匹配對管。由圖1-1-9可知

Ir=IC2+IB1+IB2

由于VT1，VT2是對稱的，它們的集電極電流與基極電流分別相等，所以有

即

當Ir確定后，該恒流源的輸出電流Io也確定了。當β足夠大時，Io≈ Ir，即輸出電流近似等于參考電流，所以該電路常稱為電流鏡電路。

2.改進型鏡像恒流源電路

（1）減小β對Io影響的恒流源

如圖1-1-10所示為減小β對Io影響的恒流源。此電路的輸出電流表示式為

若式中β1≈β2，此式與式（1-1-24）相比，顯然此處β的變化對Io的影響要小得多。

（2）Io與Ir不同比例的恒流源

如圖1-1-11所示為Io與Ir不同比例的恒流源。

當VT1，VT2中電流是同數量級時，其UBE可認為近似相等，故有（假設三極管的β足夠大）

即Io為

調節R1，R2的比值，可獲得不同的Io輸出。

3.多路輸出的恒流源

如圖1-1-12所示為多路輸出的恒流源。當VT1，VT2，…，VTn等各三極管完全對稱時，輸出電流I1，I2，…，In等各電流近似相等。

1.1.3 有源負載電路

1.有源集電極負載電路

單管共發射極放大器的電壓增益表達式為 Au=-。為了提高電壓增益，需要增大負載電阻Rc。但在集成電路中制作大電阻很不經濟。此外，若Rc太大，在Rc上的壓降會上升，使輸出電壓的動態范圍減小。為克服此缺點，希望能找到直流電阻小而交流電阻大的器件來代替Rc。三極管的輸出特性正好能滿足上述要求，所以可利用三極管恒流源來代替集電極負載電阻，便組成了有源負載集電極放大器。如圖1-1-13所示為有源集電極負載放大器。

2.有源負載差動放大電路

為了提高集成運放差動輸入級的增益，其集電極負載電阻Rc也可用一對鏡像恒流源來代替，如圖1-1-14所示為有源集電極負載差動放大器。

VT1，VT2是一對差動放大管，VT3，VT4組成鏡像恒流源。它們的集電極電位均可以浮動，所以Ic3，Ic4均可變化，但始終保持相等。常有VT4集電極輸出，rCE4作為差動放大器的負載，由于rCE4很高，所以差動放大器的增益也很高。為了使差動放大器兩邊的電流更加一致，常采用改進型鏡像恒流源作為它的負載。

有源負載的引用大大提高了各級的電壓增益，它是第二代集成運放的重要標志。

1.1.4 雙端變單端電路

集成運放是一個雙端輸入、單端輸出的器件，所以其內部電路必須有一個由差動放大雙端輸入轉換為單端輸出的過程。不能簡單地從差動放大器的一邊輸出，因為這樣差動放大器另一邊的放大成果將白白地損失掉。如圖1-1-15所示為雙端變單端電路，此電路的功能是將差動放大級的雙端輸出信號轉換為單端輸出，而不損失電路的增益。圖中利用VT3，VT4將VT1的電流變化耦合到VT2的輸出端，從而實現了雙端變單端的功能。

1.1.5 直流電平位移電路

對集成運放的要求是，輸入零電平時，輸出也為零電平。集成運放通常采用NPN管組成多級直流放大，為保證三極管工作在放大區，集電極的電壓總比基極的電壓高一些，這樣，經過幾級放大后，集電極的輸出電平將會越來越高，無法滿足零輸入時零輸出的要求。為解決此問題，必須在組成集成運放的中間級插入一個直流電平位移電路，使升高的直流電平降下來。下面介紹兩種常用的直流電平位移電路。

1.采用恒流源完成電平位移

如圖1-1-16所示為恒流源電平位移電路。

由于恒流源的直流內阻Ro很小，交流內阻ro很大，當R1?Ro和R1?ro時，輸出端的直流電平U2比輸入端的直流電平U1降低很多，即U2?U1。而輸出端的交流電壓u2只比輸入端的交流電壓u1減小很少，即u2≈u1。所以，滿足了在不損失交流電壓的情況下降低了直流電平。

2.利用PNP管完成電平位移

如圖1-1-17所示為利用PNP管完成電平位移的電路。

因為PNP管組成共射放大電路時，為保證三極管工作在放大區，其集電極電平必須低于基極電平。所以，在NPN管多級直流放大電路中，插入一級PNP管共射放大電路，可完成直流電平的位移，并且還具有一定的放大功能。

1.1.6 互補推挽輸出電路

對集成運放輸出級的要求是：①具有很低的輸出電阻和較高的輸入電阻；② 具有一定的輸出功率；③具有盡可能高的效率；④具有過流和過壓保護措施等。通常采用射隨器作為集成運放輸出級。

1.互補推挽輸出電路

如圖1-1-18所示為基本的互補推挽輸出電路。VT1為共射放大器，VT2，VT3組成互補射隨器電路，Io為VT1的有源集電極負載。

當ui＞0時，VT3導通，VT2截止，流經RL的電流方向是由下向上，使uo＜0。當ui＜0時，VT2導通，VT3截止，流經RL的電流方向是由上向下，使uo＞0。VT2，VT3輪流導通，所以當ui為正弦信號時，輸出信號uo也基本為正弦信號。此互補推挽輸出電路的優點是：效率高，管耗小，有利于降低結溫，延長管子壽命，減小散熱器體積；其缺點是：在輸出信號uo的波形中帶有交越失真。

2.克服交越失真的互補推挽輸出電路

如圖1-1-19所示為克服交越失真的互補推挽輸出電路。

為克服交越失真，需在輸出管VT2，VT3的基極上各加上一個大于等于三極管導通電壓的正向偏壓（如硅管為0.6V或0.7V，鍺管為0.2V或0.3V）。圖1-1-19中的VT4，R1，R2組成固定恒壓偏置電路，可給VT2，VT3的基極加一個固定偏壓，從而保證了輸入信號ui為正弦信號時，輸出信號uo為不失真的正弦信號，即克服了交越失真。

3.具有過載保護的互補推挽輸出電路

如圖1-1-20所示為具有過載保護的互補推挽輸出電路。

由Re2，Re3，VD1，VD2組成限流型保護電路。正常工作時，Ie2，Ie3都小于額定輸出電流，Re1，Re2上的壓降很小，|UAB|很小，VD1，VD2都不導通，保護電路不工作，輸出級正常。當正向輸出電流Ie2超過額定輸出電流值時，Re2上壓降增大，UAB增大到足以使二極管VD1導通，這樣就對U＇i向VT2提供的基極電流起了旁路作用，從而限制了Ie2的增長，保護了輸出管VT2。同理，當反向輸出電流過大時，VD2將導通，它限制了Ie3的增長，保護了輸出管VT3。例如，設二極管VD的正向導通電壓UD=0.6V，發射極電阻選擇Re2=Re3=Re=30Ω，則輸出管的最大發射極電流將限制在