1.2 開關電源的結構形式

1.2.1 反激式單晶體管變換電路

所謂反激式是指變壓器的一次側極性與二次側極性相反，其基本電路如圖1-3所示。如果變壓器的一次側上端為正，則二次側上端為負。反激式變換器效率高，能提供多路輸出，所以得到了廣泛應用。但是在二次側輸出的電壓中，有較大的紋波電壓。為了解決這一問題，只有加大輸出濾波電容和電感，但這樣做的結果是增大了電源的體積。最近，開發(fā)人員發(fā)現(xiàn)利用小型LC噪聲濾波器效果比較好。反激式變換器有兩種工作模式：一種是完全能量轉換，即變壓器在儲能周期t_on中儲存的所有能量在反激周期t_off中傳遞輸送出去；另一種是不完全能量轉換，即變壓器在儲能周期t_on中儲存的部分能量在反激周期t_off中一直保存著，直至等到下一個儲能周期t_on。在脈寬調制開關變換器中引用完全能量轉換模式，可以減少控制電路觸發(fā)脈沖的寬度，但也會出現(xiàn)波形失真和調制困難等一些問題。

圖1-3 反激式變換電路

反激式變換器是怎樣工作的呢？當開關晶體管VT截止時（見圖1-3），變壓器一次側所積蓄的電能向二次側傳送，這時變壓器二次繞組下端為負、上端為正，二極管VD正向導通，導通電壓經(jīng)電容C濾波后向負載R_L供給電能。當變壓器一次側儲存的電能釋放到一定程度后，電源電壓V_in通過變壓器的一次繞組N₁向晶體管VT的集電極充電，N₁又開始儲能。V₁上升到一定程度后，晶體管VT截止，又開始了新一輪放電。在充電周期，變換器的輸出電壓為V_o=（N₂/N₁）V_inD。

1.2.2 反激式雙晶體管變換電路

開關電源的功率在200W以上時，不宜采用反激式單晶體管變換電路，這時可以利用反激式雙晶體管結構，兩管可用雙極型晶體管或功率場效應晶體管。其中，場效應晶體管特別適用，無論是固定頻率、可變頻率、完全和不完全能量傳遞方式，還是電源價格比，用場效應晶體管代替雙極型晶體管是首選方案。

反激式雙晶體管變換電路的基本電路如圖1-4所示。高頻變壓器TR₁的一次繞組通過兩只場效應晶體管接到直流電源V_in上。兩只場效應晶體管需要同時導通、同時截止，要達到目的要求通過兩個相同相位但又互相隔離的信號，一般用一只雙路輸出的變壓器TR₂。與前面介紹的反激式單晶體管變換電路一樣，場效應晶體管導通時，只把能量存在磁路中；場效應晶體管截止時，磁能轉化為電能送到負載中。二極管VD₁、VD₂是交叉連接的，這樣可把過剩的能量反饋回電源V_in中，并把兩只場效應晶體管都鉗位在V_in電壓水平上。所以，采用市電橋式整流的電路，可選用耐壓為400V的場效應晶體管。

圖1-4 反激式雙晶體管變換電路

在圖1-4所示電路中，變壓器漏感起著重要作用。當VT₁和VT₂導通時，直流電壓V_in加在變壓器一次繞組N_P上。設繞組的同名端為正，那么輸出整流二極管VD₃將正向偏置且導通，這樣二次繞組中有電流流通，它的漏感為L_LS。在導通期間，變壓器一次繞組的電流呈線性增加。

在導通末期，儲存在變壓器中可耦合到二次側的磁場能量為I²_PL_LP/2。一旦VT₁和VT₂同時截止，二次繞組電流I_S降為零。然而，磁感應強度沒有改變，則通過反激作用，變壓器上所有的電壓將反向。二極管VD₁、VD₂也導通，一次繞組在反激電壓作用下使供電電源保持V_in值。由于繞組的極性反向，二次繞組感應出的反向電動勢將導致整流二極管VD₃截止。二次繞組感應的電流為nI_P值時（n=N_P/N_S），儲存在二次繞組的漏感L_LS中的能量反饋到電源V_in中，則一次繞組電壓V_P降至二次繞組反射電壓。此時，二次繞組電壓等于C₃上的電壓折算到一次繞組。通過設計使鉗位電壓小于供電電源電壓V_in，否則，反激能量將回送到供電電源中。然而，在正常條件下，對于一個完善的能量變換系統(tǒng)，兩只場效應晶體管剛截止關斷時，儲存在變壓器磁場中的能量將轉移到輸出電容和負載上。在兩只場效應晶體管截止關斷的末期，新一輪周期將開始。

反激式雙晶體管變換電路在任何條件下，兩只場效應晶體管所承受的電壓都不會超過V_in。VD₁、VD₂必須是超快速恢復二極管。因為這些元器件在電壓超值時特別容易損壞，與反激式單晶體管變換電路相比，開關功率管可選用較低的耐壓值。

反激開始時，儲存在一次漏電感中的電能經(jīng)VD₁、VD₂進行反饋，系統(tǒng)能量損耗小、效率高。當負載減小時，在電路導通期間，變壓器一次繞組中儲存過多的電能，那么，在下個周期反激時，將電能反饋至電源V_in，降低損耗。

反激式雙晶體管變換電路與反激式單晶體管變換電路相比，高頻變壓器不需要反饋繞組。這對于生產(chǎn)商來說，有利于降低成本，縮小體積。

1.2.3 正激式單晶體管變換電路

如圖1-5所示，正激式單晶體管變換電路的變壓器純粹是個隔離器件，它的一次側分為兩組N_1a和N_1b，中心抽頭接輸入電壓的正極，兩端分別接二極管VD_F和開關晶體管VT的集電極。二次繞組接整流二極管VD₁、續(xù)流二極管VD₂以及電感器L。正激式單晶體管變換電路是利用電感L儲能及傳送電能的。變壓器的一次和二次繞組是相同的同名端，由于電感L的存在，它的電感反射到一次側，使一次電感增大。

圖1-5 正激式單晶體管變換電路

正激式單晶體管變換電路的工作原理是這樣的：開關晶體管VT截止時，在電感的反激作用下，VD₂正向導通，導通后的電路通過電感L和負載R_L構成回路，這時電感上的電壓等于輸出電壓V_o。電感L中存儲的能量的大小將影響輸出電壓的峰值。由圖1-5可知，電感電流等于峰值電流。當開關晶體管VT導通時，電源電壓經(jīng)變壓器一次繞組向晶體管VT充電，這時變壓器一次繞組N₁儲能，而繞組N₂在二極管VD₂的作用下釋放電能，結果VD₁導通，VD₂截止。VD₁向電感L供電，“感化”儲能，輸出直流電壓。當晶體管VT截止時，電感器L積蓄的電能經(jīng)二極管VD₂整流、LC濾波后，向負載供電。正激式單晶體管變換電路二次側整流二極管與開關管集電極的電流是一致的。由電容濾波輸出電壓V_o=。正激式單晶體管變換電路的優(yōu)點是銅損低，因為使用無氣隙磁心，電感量較高，變壓器的峰值電流比較小，輸出電壓紋波低；缺點是電路較為復雜，所用元器件多，如果有假負載存在，效率將降低。電源處于空載，也有一些損耗。它適用于低電壓、大電流的開關電源，多用于150W以下的小功率場合。它還具有多臺電源并聯(lián)使用而互不受影響的特點，而且可以自動均壓，而反激式卻不能做到這點。

1.2.4 正激式雙晶體管變換電路

正激式雙晶體管變換電路（又稱正激式雙管變換電路）是在正激式單晶體管變換電路上再串聯(lián)一只晶體管而組成的，這對于高壓大功率的開關電源來說更加安全可靠。安全可靠是最大的效益，所以正激式雙晶體管變換電路得到了廣泛應用。

如圖1-6所示，晶體管VT₁、VT₂在工作期間同時導通，或者同時截止。在導通時，電源電壓V_in加在變壓器TR₂的一次繞組N_P上。在這個工作周期里，電感L₁已經(jīng)儲存了電能，電流通過續(xù)流二極管VD₄后經(jīng)電感器L₁向負載R_L供電。由于VT₁、VT₂的導通，變壓器TR₂的一次繞組N_P向二次繞組N_S感應了電動勢，整流二極管VD₃在正向電壓作用下導通，便有電流I_L向負載R_L供電。但是，供電時間受到二次繞組漏感的影響，I_L繼續(xù)保持。在此期間，流經(jīng)VD₄的電流快速減小，直至VD₄轉為截止。當VT₁、VT₂截止時，二次繞組電壓反向，這時二極管VD₃很快截止。在電感L₁的反激下，VD₄進入導通狀態(tài)，電流經(jīng)VD₄、L₁向負載R_L供電。當I_L慢慢減小后，在變壓器一次電壓V_in的幫助下，VT₁、VT₂再次進入導通狀態(tài)，這就是正激式雙晶體管變換電路的電能轉換過程。

圖1-6 正激式雙晶體管變換電路

1.2.5 半橋式變換電路

為了減小開關晶體管的電壓應力，可以采用半橋式變換電路，它是離線式開關電源較好的拓撲結構。電容器C₁、C₂與開關晶體管VT₁、VT₂組成半橋式變換電路，如圖1-7所示。橋的對角線接高頻變壓器TR的一次繞組。如果C₁=C₂，當電源V_in接通后，某一只開關晶體管導通，繞組上的電壓只有電源電壓V_in的一半。在穩(wěn)定的條件下，VT₁導通，C₁上的電壓V_in/2加在變壓器的一次繞組上。由于一次繞組電感和漏感的作用，電流繼續(xù)流入一次繞組黑點標識端。如果變壓器一次繞組漏感儲存的電能足夠大，二極管VD₆導通，鉗位電壓進一步變負。在VD₆導通的過程中，反激能量對C₂進行充電。連接點A的電壓在阻尼電阻的作用下，以振蕩形式最后回到中間值。如果這時VT₂的基極有觸發(fā)脈沖，則VT₂導通，一次繞組黑點標識電壓變負，I_P電流加上磁化電流流經(jīng)一次繞組和VT₂，然后重復前面的過程。不同的是I_P變換了方向。二極管VD₅對晶體管VT₁的導通鉗位，反激能量再對電容C₁進行充電。

圖1-7 半橋式變換電路

二次電路的工作過程如下：當VT₁導通時，變壓器二次繞組電壓V_S使VD₁導通，這與正激式變換電路的工作相同。當VT₁截止時，兩個繞組的電壓都下降。在二次電感L的反激下，儲能繼續(xù)向負載R_L提供電能。當變壓器二次繞組電壓下降到零時，二極管VD₂起著續(xù)流作用，二次電壓V_S下降到零。在穩(wěn)定的條件下，晶體管處于導通期間，通過L的電流增加；當晶體管關斷截止時，L上的電流減小，這期間它的平均值等于輸出電流I_o。輸出電壓為

由上式可知，通過控制占空比，在電源電壓V_in和負載電流I_o發(fā)生變化時，可以保持輸出電壓V_o不變。

半橋式變換電路要求VT₁、VT₂具有相同的開關特性，但是即使是在相同的基極脈沖寬度的作用下，也很難保證兩只晶體管導通和截止的時間相同。如果用這種不平衡的波形驅動變壓器，將會產(chǎn)生偏磁現(xiàn)象，其結果將導致磁心產(chǎn)生磁飽和，從而降低了效率，嚴重時將導致晶體管燒毀。解決的辦法是在一次側加一只電容C₄。

1.2.6 橋式變換電路

橋式變換電路由4只開關晶體管組成，與前面介紹的半橋式變換電路相比，多了兩只晶體管，如圖1-8所示。在一個電子開關周期中，4只晶體管中每一條對角線上的兩只管子為一組。它們的“開”和“關”與占空比有關。當給VT₁、VT₃以等量觸發(fā)脈沖時，兩只晶體管同時導通，等到觸發(fā)脈沖消失后，兩只晶體管又同時截止。電源電壓經(jīng)VT₁流入變壓器一次繞組N_P，并經(jīng)VT₃到電源負極。在這一過程中，變壓器一次電流I_P逐漸升高。這時，變壓器的二次側得到感應電壓，使整流二極管VD₁的電壓上升，VD₂的電壓下降。這一變化的快慢是由二次繞組N_S的漏感及二極管VD₁、VD₂的性能決定的。如果輸出大電流、低電壓時，工作頻率的影響更大。由于變壓器一次電能的增加，二次繞組的感應電流也跟著上升，二極管VD₂慢慢進入反向偏置狀態(tài)，二極管VD₁卻進入正向導通，電感L的電壓緊跟著上升。L上的電感在反向電動勢的作用下，對變壓器的一次繞組進行“磁化”，“磁化”的結果是使VT₁、VT₃截止。VT₂、VT₄在V_in電壓的作用下趨向導通，又開始了新一輪的“開”、“關”工作循環(huán)。橋式變換電路和正激式變換電路的輸出電壓相同。

圖1-8 橋式變換電路

1.2.7 推挽式變換電路

圖1-9 推挽式變換電路

在驅動脈沖的作用下，VT₁、VT₂交替導通、截止，如圖1-9所示。當VT₁導通時，電源電壓V_in加到變壓器一次繞組N_1b上，VT₂的集電極通過變壓器耦合作用承受2V_in的電壓。二次繞組N_2a的上端為正。電流I_D1經(jīng)VD₁整流和C濾波后送到負載R_L上。一次電流I_C1是負載電流折算到一次電流與一次電感磁化電流之和。VT₁導通時的一次電流隨時間增加而增加，導通時間由驅動脈沖的寬度而定。VT₁截止是一次繞組儲能和漏感共同作用的結果。VT₁的集電極電壓上升，通過變壓器繞組N_1a、N_1b的耦合，VT₂的集電極電壓下降。當VT₂的集電極電壓下降到零時，N_1a所儲存的電能反饋到電源V_in中去。在反饋時，也反激到二次側，使VD₂導通，將電能送到負載上。在運行中，如果VT₁、VT₂都處于截止狀態(tài)，那么這段時間稱為死區(qū)時間。在此期間，扼流圈L₁有一段保持電流時間，這時電流流向負載。二次側的兩個繞組和兩只整流二極管形成一個完整的回路。推挽式隔離變換電路與其他形式的變換電路基本相同，但與正激式變換電路不同的是，它用兩只管子進行推挽，變壓器采用中心抽頭連接，二次側也是兩相半波整流。因此，它相當于兩個正激式變換電路工作的形式。這類變換電路比較復雜，尤其是變壓器的一次和二次側都需要兩個繞組，但是它的利用率較高，效率高，輸出紋波電壓小，適合用于百瓦級至千瓦級的開關電源中。

推挽式變換電路由于使用兩只晶體管，有時也會出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，出現(xiàn)這一現(xiàn)象是由兩只開關晶體管的儲存時間和開關時間的差異所致。加在變壓器上的正、負電壓的持續(xù)時間不同，經(jīng)過幾個周期的積累，就會出現(xiàn)單繞組勵磁飽和現(xiàn)象和所謂的偏磁現(xiàn)象。在選用晶體管時，盡量使兩只管子的技術參數(shù)保持一致。其次，在設計時，它的工作頻率應≤100kHz。

1.2.8 升壓式變換電路

升壓式（Boost）變換電路，是開關電源拓撲的一種，也是LED驅動電源使用的一種，用途比較廣泛。

1.升壓式變換電路的基本原理

升壓式變換輸出電壓V_o必須大于輸入電壓V_i。基本原理如圖1-10所示。V_i為輸入直流電壓，V_o為輸出直流電壓，L為儲能電感，S代表電子開關變換器，C為整流輸出濾波電容。當電路通電初始時，電子開關S閉合，V_i便通過電感L，L中有電流通過，電壓極性左正右負，這時整流二極管截止，電感L此時儲能，電容C通過負載R_F放電；當電子開關S斷開時，儲能電感即將改變極性，變?yōu)樽筘撚艺@時二極管VD導通，L上的電能經(jīng)VD向負載R_F供電，同時對電容C充電，電子開關S在高頻的作用下，輸出電壓V_o保持穩(wěn)定。由圖1-10可知輸出電壓V_o等于輸入電壓+電感電壓-二極管的正向導通電壓。

V_o=V_i+V_L-V_D≈V_i+V_L＞V_i

上式稱為升壓式變換式。

輸出電壓表達式

由上式可知，只有D大于0.5時，V_o才能大于V_i。

圖1-10 升壓式變換電路的基本原理圖

2.升壓式NJM2360驅動LED的應用

NJM2360是一種恒流驅動升壓式開關電源，輸入電壓為3～5V，輸出電壓為12.6V，該電路對輸出電壓可進行恒流編程，對LED調節(jié)亮度，輸入電源采用一節(jié)鋰離子電池，電路直接驅動3～7只白光LED燈。電路的開關頻率為1.5MHz，轉換效率達86%。NJM2360可用于手機、筆記本電腦、GPS接收機、MP3播放器等。

由圖1-11所示，NJM2360構成升壓式LED恒流驅動電源，輸入電壓為3～5V，LED₁～LED₃是3只白光LED燈，可選用超高亮度的Ly551C3N白光LED，它的正向導通電壓為2.4V，正常工作電流為20mA，發(fā)光強度為3200cd。輸出整流二極管VD系用BK14型0.5A/25V肖特基二極管。R₃為電流取樣電阻，它將決定LED的正向工作電流I_F，達到發(fā)光亮度調節(jié)的目的，以配合電路輸出電壓。

I_F=100mV/R₃

當R₃=6.67Ω時，I_F=15mA；當R₃=5Ω時，I_F=20mA。

利用直流輸入電壓的變化，可以改變LED電流I_F，從而達到改變LED發(fā)光強度和輸出電壓的目的。

1.2.9 降壓式變換電路

降壓式（Buck）變換電路，是LED驅動電源比較簡單容易實現(xiàn)的一種變換電路，因此得到了廣泛應用。

圖1-11 NJM2360恒流驅動白光LED原理圖

圖1-12 降壓式變換電路基本原理圖

1.降壓式變換電路工作原理

所謂降壓式變換，是指輸出電壓V_o必須小于輸入電壓V_i。基本原理如圖1-12所示，當電子開關S閉合時，輸入電壓V_i通過濾波電感L向電容C充電，另一部分向負載R_F提供電能，這時的續(xù)流二極管VD上正下負截止，電流在電感L上的電壓左正右負。當電子開關S斷開時，電感上的極性相反，續(xù)流二極管VD導通，電感上儲存電壓V_L通過VD反向負載R_F傳送電能，使輸出電壓V_o＜V_i，故稱為降壓式。降壓式變換電路的輸出與輸入電壓的關系如下式所示：

式中，=D，上式轉化為

V_o=ηDV_i

式中，D為占空比；η為變換電路效率，所以V_o＜V_i。

2.降壓式LM3402HV驅動LED的應用

LM3402HV是一種降壓式可調恒流輸出LED驅動器，它可驅動大功率LED，輸入電壓范圍較寬為DC 6～75V，屬于高壓型驅動器，驅動LED串聯(lián)的電流為400mA，最大驅動電流達到500mA，每只LED的承受功率最大為1.2W。這種驅動IC由美國國家半導體公司（NSC）于2005年生產(chǎn)。

LM3402HV具有過熱保護、過電流保護、負載開路保護，它的功率驅動由片內的MOS_- FET行使，最大驅動電流達1A，電源適用于路燈照明、汽車照明等領域，使用范圍廣，目前市場銷售良好。

LM3402HV原理如圖1-13所示。C₁、C₄分別為輸入、輸出濾波電容，濾除電源內部或來自外部的峰值諧波，C₂、C₅采用陶瓷電容，濾除噪聲信號，C₆為自舉升壓電容，R₁為工作頻率振蕩電阻，當R₁=59kΩ時，振蕩開關的開通時間為2.7μs。如R₁輸入電壓較低時，LM3402HV呈斷開狀態(tài)，起到低電壓保護的目的。VD采用肖特基續(xù)流作用，L為儲能電感，其電感量大小決定輸出電流高低。R₂為電流檢測電阻，當阻值為0.75Ω時，PWN脈沖延時220ns，它的精度極為重要，決定輸出電流大小。圖1-13所示的LED若采用白光時，其正向壓降V_F為3.7V，LED的數(shù)量與V_F有關。例如，要設計一個背光源供電系統(tǒng)，背光源的發(fā)光顏色匹配應由3組LED燈串組成，使發(fā)光顏色處于最佳，這3種顏色分別是7只紅光、14只綠光、7只藍光LED，它們的工作電壓V_F、工作電流I_F分別是2.3V/400mA、3.5V/350mA、3.5V/350mA，還要考慮LED的壓降V_V=0.2V，所以3組LED燈串的輸出電壓V_o分別為

V_o（R）=7×（2.3+0.2）V=17.5V

V_o（G）=14×（3.5+0.2）V=51.8V

V_o（B）=7×（3.5+0.2）V=25.9V

可采用3片LM3402HV分別驅動3組LED燈串。

圖1-13 LM3402HV降壓式驅動白光LED原理圖

1.2.10 升壓/降壓式變換電路

升壓/降壓式（Boost/Buck）變換電路，是將兩種電源拓撲電路的優(yōu)點融于一體。這種電路具有不連續(xù)工作模式，也就是電路的輸入輸出電流是斷續(xù)的。輸出電壓和輸入電壓極性相反，幅度可變，另外變換電路只有一路輸出，而且輸入與輸出不隔離。升壓/降壓式變換電路輸出濾波電容的極性相反。

1.升壓/降壓式變換電路工作原理

升壓/降壓式變換電路工作原理如圖1-14所示。脈寬調制信號從電子開關的門極G輸入，當控制信號為正脈沖時，電子開關閉合，輸入電壓V_i通過電感L返回到電源負極，此時電感L處于儲能周期，同時，電能也向電容C₂充電，給負載提供電流I_o；當信號脈沖為負時，電子開關斷開，濾波電感L上的極性變反，二極管VD從截止變?yōu)閷ǎ娙?span id="f4y51zd" class="italic">C₂向負載R_F放電，使負載長期有供電電流。但輸出電壓可大可小。

圖1-14 升壓/降壓式變換電路原理圖

2.升壓/降壓式LTC3783驅動LED的應用

由LTC3783構成的大電流驅動LED如圖1-15所示。

LTC 3783是一種電流模式LED驅動器和升壓、反激SEPIC（單端一次側電感式變換電路）型控制器控制IC，常用于驅動一個N溝道功率MOS-FET和一個N溝道負載PWM開關，PWMIN不僅驅動PWMOUT，而且還將用于控制器GATE開關和誤差放大器操作，可使控制器在PWMIN為低電平時儲存負載信息，真正實現(xiàn)PWM負載開關操作，而不會發(fā)生過電壓或欠電壓問題。LED的調光比可通過數(shù)字方式來實現(xiàn)，以免在LED調光時出現(xiàn)彩色偏移現(xiàn)象。FBP腳與負載電流提供仿真調光。

圖1-15 升壓/降壓式LTC3783驅動LED原理圖

輸出負載電流必須返回IC的VIN腳，任選恒流、恒壓調節(jié)，才能對輸出電流電壓進行有效控制。

LTC3783組成的驅動8只1.5A LED電路，電路輸入電壓范圍為9～36V，LED串聯(lián)總電壓范圍為18～37V，若輸入電壓為20.0V、輸出電壓為36V、I_o=1.5A條件下，輸出功率為54W，效率為93%，改變PWM的占空比，則可改變LED的工作電流。

LTC3783能提供恒定的色彩和大范圍的調光比；能實現(xiàn)高功率LED的PWM調光控制，全集成負載驅動；能對模擬信號輸入進行100∶1的調光；有恒定的電流、電壓調節(jié)，片內的基準電壓為1.23V，精度為1%；脈寬FB（反饋）電壓范圍為0～1.23V；電路還可利用外部電阻設置工作頻率，可編程對輸出電壓保護和軟啟動等進行多功能控制。

圖1-15所示的IC FBP腳上的0.05Ω電阻用作LED電流檢測。電路的開關頻率由FREQ腳連接的電阻R₄設置，頻率范圍50k～1MHz調定。OV/FB腳外部由電阻R₇、R₈分壓，設置輸出電壓及對輸出電壓進行保護。改變電阻R₈的阻值即可改變過電壓保護點。

1.2.11 單端一次電感式變換電路

圖1-16 SEPIC式變換電路原理圖

單端一次電感式（SEPIC）變換電路簡單，但它具有反激式降壓/升壓作用，實際上它屬于升壓+降壓/升壓式變換電路，而電源效率優(yōu)于反激式變換電路。變換電路適用于電池供電LED驅動電源。

1.電路工作原理

SEPIC式變換電路的工作原理如圖1-16所示。電路包含兩只電感L₁和L₂，兩只電容C₁和C₂，開關管VT和整流二極管VD。當開關管VT閉合時，供電電壓由L₁經(jīng)VT形成回路，這時對電感L₁進行儲能充電，由于C₂的阻隔，二極管VD截止，C₂放電，向負載提供電流I_o。當開關管VT斷開時，L₂將產(chǎn)生反向電動勢，使二極管VD從截止轉向導通，這時供電電源上的電流由L₁經(jīng)C₁、VD向負載提供電能，同時L₂上的電感電流I_L2沿著VD給負載供電，這時負載上的電流由兩只電感提供雙倍電流。這里L₁和開關管VT起著升壓式變換的作用，而L₂和二極管起到反激式變換的作用。這種SEPIC變換電路可以使輸出電壓低于輸入電壓，也可以使輸出電壓高于輸入電壓，使用方便，轉換簡單。

電感L₂的作用是傳遞電能，并對電容C₁放電復位，C₁不僅有隔直的作用，它還是電能傳遞的一個電荷泵，它隨著電子開關的作用進行充放電，將電能轉移出去，起到“泵”的作用。

2.單端一次電感式LM3410的應用

LM3410是一種恒流輸出LED驅動器，有兩種工作頻率，分別是525kHz和1.60MHz，輸入電壓為DC 2.7～5.5V，輸出電壓為DC 3～24V，輸出電流可達1.5A，電源效率為88%，芯片具有軟啟動、PWM調光功能。LM3410采用電流調光適用于有機發(fā)光二極管（OLED）、高亮度發(fā)光二極管（HB-LED）、背光源驅動器及LED閃光燈驅動器各種LED驅動電源。

LM3410片內有驅動MOSFET，為調節(jié)控制LED亮/滅集成電路，還為LED驅動器各種保護回路。

圖1-17所示為LM3410X驅動5×7串、并聯(lián)LED燈的電路，它是SEPIC式變換電源，IC的3腳是PWM（脈寬調制）信號輸入端，脈沖驅動的峰值電流I_P=1A，R₂是LED的正向電流設定值，其反饋電壓V_FB應等于芯片內部的基準電壓V_REF，即V_FB=V_REF=200mV。LED的正向電流I_F=25mA，正向電壓V_F=3.3V，根據(jù)圖1-17所示的LED的總電流I_LED=25mA×7=175mA，總壓降為V_LED=3.3V×5=16.5V。L使用8.2μH/2A貼片電感。

圖1-17 SEPIC式LM3410X驅動原理圖

R₂=V_FB/I_LED=200mV/175mA=1.14Ω，R₂取1.15Ω。R₁為上拉電阻，R₁、R₂的阻值誤差為±1%，C₁、C₂選用TDK生產(chǎn)的C2012/5ROJ106M系列陶瓷電容。

1.2.12 電荷泵式變換電路

電荷泵式變換電路，其實質是電容開關式變換電路，簡稱泵電源。它的特點是利用一只電容在開關頻率作用下快速傳輸電能。這種變換電路輸出電壓可高于輸入電壓，也可低于或等于輸入電壓，其作用將列入降壓/升壓類別之中。

1.電荷泵式變換電路基本原理

開關電源中的電荷泵式變換電路的轉換效率是最高的（可達到92%），電源的損耗最低（靜態(tài)只有0.5W），其外圍電路簡單，還可實現(xiàn)倍壓或多路倍壓輸出。圖1-18所示為它的基本原理電路。VT₁～VT₄是4只模擬信號電子開關，電容C₁、C₂是在頻率作用下的電容開關。兩組開關交替導通和截止，實現(xiàn)電能轉換。輸入信號為正半周時，VT₁、VT₂導通，VT₃、VT₄截止，這時電容C₁充電，當充電電壓達到電源電壓V_i的90%后，VT₁、VT₂由導通變?yōu)榻刂埂］斎胄盘枮樨摪胫軙r，VT₃、VT₄導通，電容C₁的正端接地，負端接V_o，電容C₂向負載反向放電，形成C₁、C₂并聯(lián)，使C₁的部分電能轉移到C₂，并在C₂形成負電壓，向負載輸出。在模擬信號的作用下，C₁被不斷地充電，最終使充電電壓維持到輸入電壓V_i值。可見，C₁就是一個“充電泵”，所以C₁稱為泵電容，由C₁、C₂構成泵電源。C₁、C₂應采用漏電流小、性能穩(wěn)定的鉭電容。

圖1-18 電荷泵式變換原理圖

2.電荷泵式CAT3224驅動LED的應用白光燈源

CAT3224是美國安森美半導體公司生產(chǎn)的產(chǎn)品，提供不同LED驅動調光類型。圖1-19所示為電荷泵式所支持的閃光大電流調光照相電路。電路主要特點是運用超級電容發(fā)光二極管，這種新型的高強度LED驅動器CAT3224能承受高達4A的電流，以及為雙單元超級電容供電。電路具有簡單并行接口，激活3種完全獨立的工作模式（閃光、充電和手電筒），每種模式的工作電流以外部電路3只電阻作簡易編程。超級電容技術的峰值電流結合并行邏輯接口，使這種LED器件能替代氙氣燈。

CAT3224有3條工作技術：超級電容驅動LED；精密的超級電容充電控制；電容放電為LED閃光管理以及手電筒提供恒流。電路具有熱關斷保護、過電壓保護和外部電阻編程故障保護功能。處在閃光模式時，輸出通道匹配每通道2A電流；手電筒模式時，輸出通道匹配每通道200mA電流，滿足各功能需要。

圖1-19 電荷泵式CAT3224驅動LED原理圖

CAT3224電荷泵式驅動器，支持高達百萬像素照相機閃光，替代氙氣閃光，配合纖維薄板設計、以超級電容為基礎的LED驅動器相配備，還可提供高達10A的閃光大電流。現(xiàn)今500萬像素或更高分辨率的照相機，為了在弱光下拍得高分辨率的照片，需要高亮度的閃光，CAT3224電源能滿足各項技術性能的要求，這種電路是目前非常適用而又節(jié)能的照相機新設備。值得注意的是，電路所用的電池要用鋰離子電池，允許電壓范圍為2.5～5.5V。超級電容C_T驅動LED閃光至充分亮度，能夠提供高達10A的大峰值電流，滿足閃光攝像的電流需要。

圖1-19中C₁、C₂是電路輸入輸出電容，其中C₂為泵電容。R₃為信號反饋電阻，控制反饋量，以滿足大電流輸出的需要，同時還要當過電壓出現(xiàn)時，進行保護。C_T是超級電容，向電路提供高達10A的閃光電流，是電路變換的核心元件。