2.5　PFC開關電源電路

2.5.1　PFC功率因數補償型開關電源電路構成及補償原理

（1）PFC功率因數補償型開關電源電路構成及特點　傳統開關電源輸入電路普遍采用二極管整流或相控整流方式，不僅在電網輸入接口產生失真較大的高次諧波，污染電網，而且使網側的功率因數下降到0.6左右，浪費能源。科學技術和現代經濟的飛速發展使越來越多的電氣設備入網，諧波干擾對電網的污染日趨嚴重。為此，發達工業國率先引入功率因數校正技術（PFC），來實現“綠色能源革命”，并制定IEC 555-2和EN 60555-2等國際標準，限制入網電氣設備的諧波值。在2003年歐盟對中國出口電子產品的反傾銷中，電源的諧波輻射（環保）的功率因數（節能）就是一個重要的考核指標。

長期以來，開關型電源都是使用橋式整流和大容量電容濾波電路來實現AC/DC變換的。因濾波電容的充、放電作用，在其兩端的直流電壓出現略呈鋸齒波的紋波。濾波電容上電壓的最小值與其最大值（紋波峰值）相差并不多。根據橋式整流二極管的單向導電性，只有在AC線路電壓瞬時值高于濾波電容上的電壓時，整流二極管才會因正向偏置而導通；當AC輸入電壓瞬時值低于濾波電容上的電壓時，整流二極管因反向偏置而截止。也就是說，在AC線路電壓的每個半周期內，只是在其峰值附近，二極管才會導通（導通角約為70°）。雖然AC輸入電壓仍大體保持正弦波波形，但AC輸入電流卻呈高幅度值的尖峰脈沖，如圖2-18所示。這種嚴重失真的電流波形含有大量的諧波成分，引起線路功率因數嚴重下降。

功率因數校正的方法有兩種：一是無源PFC電路，即通過大電感和電容耦合來擴大整流元件的導通角，但很難實現PF=1.0的單位功率因數校正；二是采用有源PFC電路，它的優點是能讓電網輸入端電流波形趨近正弦波，并與輸入電網電壓保持同相位，而且校正后的功率因數達到PF=0.99。

高頻有源功率因數校正PFC（power factor correctioll）技術的核心是通過對交流電壓進行全波整流濾波、DC/DC變換、取樣比較控制，使輸入電流平均值自動跟蹤全波直流電壓基準，保持輸出電壓穩定，并將畸變的窄脈沖校正成正弦波，提高單位輸入功率因數。

它與傳統開關電源的根本區別在于：不僅反饋輸出電壓取樣，而且反饋輸入平均電流；電流閉合環的基準信號為電壓環誤差取樣與全波整流電壓取樣之積。

（2）PFC功率因數補償型開關電源電路補償原理　PFC方案完全不同于傳統的功率因數補償，它是針對非正弦電流波形而采取的提高線路功率因數，迫使AC線路電流追蹤電壓波形的瞬時變化軌跡，并使電流與電壓保持同相位，使系統呈純電阻性的技術措施。

為提高線路功率因數、抑制電流波形失真，必須采用PFC措施。PFC分無源和有源兩種類型，目前流行的是有源PFC技術。有源PFC電路一般由一片功率控制IC為核心構成，它被置于橋式整流器和一只高壓輸出電容之間，也稱作有源PFC變換器。有源PFC變換器一般使用升壓形式，主要是在輸出功率一定時，有較小的輸出電流，從而可減小輸出電容器的容量和體積，同時也可減小升壓電感元件的繞組線徑。有源PFC電路的基本結構與效果如圖2-19（a）所示。

PFC電路方框原理如圖2-19（b）、（c）所示，由儲能電感L、場效應功率開關管VT、二極管VD2構成升壓式（Boost）變換器。整流輸入電壓由R2、R1分壓檢測取樣送到乘法器；輸入電流經檢測同時加到乘法器；輸出電壓由R4、R3分壓檢測取樣與參考電壓比較，經誤差放大也送到乘法器。在較大動態范圍內，模擬乘法器的傳輸特性呈線性。當正弦波交流輸入電壓從零上升至峰值期時，乘法器將3路輸入信號處理后輸出相應電平去控制PWM比較器的門限值，然后與鋸齒波比較產生PWM調制信號加到MOSFET管柵極，調整漏源極導通寬度和時間，使它同步跟蹤電網輸入電壓的變化，讓PFC電路的負載相對交流電網呈純電阻特性（又稱RE電阻仿真器）；結果流過DC/DC一次回路感性電流峰值包絡線緊跟正弦交流輸入電壓變化，獲得與電網輸入電壓同頻同相的正弦波電流。

圖2-19（b）所示為雙級式PFC電路，電路由升壓PFC和DC/DC變換器組合而成，中間母線電壓穩定在400V左右，前級完成升壓和功率因數校正，后級實現降壓輸出與電位安全隔離。這種結構PFC對輸入電流波形的控制采用乘法器，典型IC有MC33262p、MC34261、MIA821、UC3842（PWM/PFC復合芯片）等。

2.5.2　L6661+L6991構成的開關典型電路分析與檢修

由L6561+L5991組合芯片構成的開關電源方案中，L6561構成前級有源功率因數校正電路，L5991構成開關電源控制電路，相關電路如圖2-20所示。

（1）L6561介紹　L6561內部電路如圖2-21所示，引腳功能如表2-1所示。

（2）整流濾波電路　220V交流電壓經L1、R1、CX1、LF1、CX2、LF2、CY2、CY4構成的線路濾波器濾波、限流，濾除AC中的雜波和干擾，再經BD1、C3整流濾波后，形成一直流電壓。因濾波電路電容C3儲能較小，則在負載較輕時，經整流濾波后的電壓為300V左右；在負載較重時，經整流濾波后的電壓為230V左右。電路中，ZV201為壓敏電阻，即在電源電壓高于250V時，壓敏電阻ZV201擊穿短路，熔絲F熔斷，這樣可避免電網電壓波動造成開關電源損壞，從而保護后級電路。

（3）功率因數校正（PFC）電路　PFC電路以IC1（L6561）為核心構成，具體工作過程如下：

輸入電壓的變化經R2、R3、R4分壓后加到L6561的3腳，送到內部乘法器。輸出電壓的變化經R11、R59、R12、R14分壓后由L6561的1腳輸入，經內部比較放大后，也送到內部乘法器。L6561乘法器根據輸入的這些參數進行對比與運算，確定輸出端7腳的脈沖占空比，維持輸出電壓的穩定。在一定的輸出功率下，當輸入電壓降低，L6561的7腳輸出的脈沖占空比變大；當輸入電壓升高，L6561的7腳輸出的脈沖占空比變小。

驅動管VT1在L6561的7腳驅動脈沖的控制下工作在開關狀態。當VT1導通時，由BD1整流后的電壓經電感L3、VT1的D-S極到地，形成回路；當VT1截止時，由BD1整流輸出的電壓經電感L3、VD2、H11、C9、C26到地，對C9、C26充電。同時，流過L3的電流呈減小趨勢，電感兩端必然產生左負右正的感應電壓，這一感應電壓與BD1整流后的直流分量疊加，在濾波電容C9、C26正端形成400V左右的直流電壓，這樣不但提高了電源利用電網的效率，而且使得流過L3的電流波形和輸入電壓的波形趨于一致，從而達到提高功率因數的目的。

（4）啟動與振蕩電路　C9、C26兩端的400V左右的直流電壓經R17加到VT2的漏極，同時經R55、R54、R56加到VT2的柵極。因穩壓管VZ2的穩壓值高于L5991的啟動電壓，開機后VT2導通，通過8腳為L5991提供啟動電壓。開關電源工作后，開關變壓器T1自饋電繞組感應的脈沖電壓經VD15整流、R19限流、C15濾波后，再經VD14、C14整流濾波，加到L5991的8腳，取代啟動電路，為L5991提供啟動后的工作電壓，并使8腳與C14兩端電壓維持在13V左右，同時L5991的4腳基準電壓由開機時的0V變為正常值5V，使VT3導通、VT2截止，啟動電路停止工作，L5991的供電完全由輔助電源（開關變壓器T1的自饋繞組）取代。啟動電路停止工作后，整個啟動電路只有穩壓管VZ2和限流電阻R55、R54、R56支路消耗電能，從而啟動電路本身的耗電非常小。

L5991啟動后，內部振蕩電路開始工作，振蕩頻率由與2腳相連的R35、C18決定，振蕩頻率約為14kHz，由內部驅動電路驅動后，從L5991的10腳輸出的電壓經VT8、VT11推挽放大后，驅動開關管VT4、VT12工作在開關狀態。

（5）穩壓控制　穩壓電路由取樣電路R45、VR1、R48，誤差取樣放大器IC4（TL431），光電耦合器IC3等元器件構成。具體穩壓過程是：若開關電源輸出的24V電壓升高，經R45、VR1、R48分壓后的電壓升高，即誤差取樣放大器IC4的R極電壓升高，IC4的K端電壓下降，使得流過光電耦合器IC3內部發光半導體二極管的電流加大，IC3中的發光半導體二極管發光增強，IC3中的光敏半導體三極管導通增強，這樣L5991的5腳誤差信號輸入端電壓升高，10腳輸出驅動脈沖使開關管VT4、VT12導通時間減小，從而使輸出電壓下降。

（6）保護電路

①過壓保護電路　過壓保護電路由VT10、VZ4、VZ5、VZ6等配合穩壓控制電路構成，具體控制過程是：當24V輸出電壓超過VZ5、VZ6的穩壓值或12V輸出電壓超過VZ4的穩壓值時，VZ5、VZ6或VZ4導通，半導體三極管VT10導通，其集電極為低電平，使光電耦合器IC3內的發光半導體二極管兩端電壓增大較多，導致電源控制電路L5991的5腳誤差信號輸入端電壓升高較大，控制L5991的10腳停止輸出，開關管VT4、VT12截止，從而達到過壓保護的目的。

②過流保護電路　開關電源控制電路L5991的13腳為開關管電流檢測端。正常時開關管電流取樣電阻R37、R29兩端取樣電壓大約為1V（最大脈沖電壓），當此電壓超過1.2V時（如開關電源次級負載短路時），L5991內部的保護電路啟動，12腳停止輸出，控制開關管VT4、VT12截止，并同時使7腳軟啟動電容C19放電，C19放電后，L5991內電路重新對C19進行充電，直至C19兩端電壓被充電到5V時，L5991才重新使開關管VT4、VT12導通。若過載狀態只持續很短時間，保護電路啟動后，開關電源會重新進入正常工作狀態，不影響顯示器的正常工作。若開關管VT4、VT12重新導通后，過載狀態仍然存在（開關管電流仍然過大），L5991將再次控制開關管截止。

2.5.3　TDA16888+UC3843構成的開關典型電路分析與檢修

由TDA16888+UC3843構成的相關電路如圖2-22所示。

（1）主開關電源電路　主開關電源電路以IC1（TDA16888）為核心構成，主要用來產生24V和12V電壓。TDA16888是英飛凌（Infineon）公司推出的具有PFC功能的電源控制芯片，其內置的PFC控制器和PWM控制器可以同步工作。PFC和PWM集成在同一芯片內，因此具有電路簡單、成本低、損耗小和工作可靠性高等優點，這也是TDA16888應用最普及的原因。TDA16888內部的PFC部分主要有電壓誤差放大器、模擬乘法器、電流放大器、3組電壓比較器、3組運算放大器、RS觸發器及驅動級。PWM部分主要有精密基準電壓源、DSC振蕩器、電壓比較器、RS觸發器及驅動級。此外，TDA16888內部還設有過壓、欠壓、峰值電流限制、過流、斷線掉電等完善的保護功能。圖2-23所示為TDA16888內部電路，其引腳功能如表2-2所示。

①整流濾波電路　220V左右的交流電壓先經延遲熔絲F1，然后進入由CY1、CY2、THR1、R8A、R9A、ZNR1、CX1、LF1、CX2、LF4構成的交流抗干擾電路，濾除市電中的高頻干擾信號，同時保證開關電源產生的高頻信號不竄入電網。電路中，THR1是熱敏電阻器，主要防止浪涌電流對電路的沖擊；ZNR1為壓敏電阻，即在電源電壓高于250V時，壓敏電阻ZNR1擊穿短路，熔絲F1熔斷，這樣可避免電網電壓波動造成開關電源損壞，從而保護后級電路。

經交流抗干擾電路濾波后的交流電壓送到由BD1、CX3、L7、CX4構成的整流濾波電路，經BD1整流濾波后，形成一直流電壓。因濾波電路電容CX3儲能較小，則在負載較輕時，經整流濾波后的電壓為310V左右；在負載較重時，經整流濾波后的電壓為230V左右。

②PFC電路　輸入電壓的變化經R10A、R10B、R10C、R10D加到TDA16888的1腳，輸出電壓的變化經R17D、R17C、R17B、R17A加到TDA16888的10腳，TDA16888內部根據這些參數進行對比與運算，確定輸出端8腳的脈沖占空比，維持輸出電壓的穩定。在一定的輸出功率下，當輸入電壓降低，TDA16888的8腳輸出的脈沖占空比變大；當輸入電壓升高，TDA16888的8腳輸出的脈沖占空比變小。在一定的輸入電壓下，當輸出功率變小，TDA16888的8腳輸出的脈沖占空比變小；反之亦然。

TDA16888的8腳的PFC驅動脈沖信號經過VT4、VT15推挽放大后，驅動開關管VT1、VT2處于開關狀態。當VT1、VT2飽和導通時，由BD1、CX3整流后的電壓經電感L1、VT1和VT2的D、S極到地，形成回路：當VT1、VT2截止時，由BD1、CX3整流濾波后的電壓經電感L1、VD1、C1到地，對C1充電，同時，流過電感L1的電流呈減小趨勢，電感兩端必然產生左負右正的感應電壓，這一感應電壓與BD11、CX3整流濾波后的直流分量疊加，在濾波電容C1正端形成400V左右的直流電壓，不但提高了電源利用電網的效率，而且使得流過L1（PFC電感）的電流波形和輸入電壓的波形趨于一致，從而達到提高功率因數的目的。

③啟動與振蕩電路　當接通電源時，從副開關電源電路產生的VCC1電壓經VT5、R46穩壓后，加到TDA16888的9腳，TDA16888得到啟動電壓后，內部電路開始工作，并從10腳輸出PWM驅動信號，經過VT12、VT13推挽放大后，分成兩路，分別驅動VT3和VT11處于開關狀態。

當TDA16888的10腳輸出的PWM驅動信號為高電平時，VT13導通，VT12截止，VT12、VT13發射極輸出高電平信號，控制開關管VT3導通，同時，信號另一支路經C5、T3，控制VT11導通，此時，開關變壓器T2存儲能量。

當TDA16888的10腳輸出的PWM驅動信號為低電平時，VT13截止，VT12導通，VT12、VT13發射極輸出低電平信號，控制開關管VT3截止，同時，信號另一支路經C5、T3，控制VT11也截止，此時，開關變壓器T2通過次級繞組釋放能量，從而使次級繞組輸出工作電壓。

④穩壓控制電路　當次級24V電壓輸出端輸出電壓升高時，經R54、R53分壓后，誤差放大器U11（TL431）的控制極電壓升高，U11的K極（上端）電壓下降，流過光電耦合器U4中發光二極管的電流增大，其發光強度增強，則光敏三極管導通加強，使TDA16888的14腳電壓下降，經TDA16888內部電路檢測后，控制開關管VT3、VT11提前截止，使開關電源的輸出電壓下降到正常值；反之，當輸出電壓降低時，經上述穩壓電路的負反饋作用，開關管VT3、VT11導通時間變長，使輸出電壓上升到正常值。

⑤保護電路　過流保護電路：TDA16888的3腳為過流檢測端，流經開關管VT3源極電阻R2兩端的取樣電壓增大，使加到TDA16888的3腳的電壓增大，當3腳電壓增大到閾值電壓時，TDA16888關斷10腳輸出。

過壓保護電路：當24V或12V輸出電壓超過一定值時，穩壓管VZ3或VZ4導通，通過VD19或VD18加在U8的5腳電位升高，U8的7腳輸出高電平，控制VT8、VT7導通，使光電耦合器U5內發光二極管的正極被鉗位在低電平而不發光，光敏三極管不能導通，進而控制VT5截止，這樣，由副開關電源產生的VCC1電壓不能加到TDA16888的9腳，TDA16888停止工作。

（2）副開關電源電路　副開關電源電路以電源控制芯片U2（UC3843）為核心構成，用來產生30V、5V電壓，并為主開關電源的電源控制芯片U1（TDA16888）提供VCC1啟動電壓。

副開關電源電路如圖2-24所示。UC3843控制芯片與外圍振蕩定時元件、開關管、開關變壓器可構成功能完善的他勵式開關電源。UC3843引腳功能如表2-3所示。

①啟動與振蕩電路　由VD6整流、C49濾波后產生的300V左右的直流電壓一路經開關變壓器T1的1-2繞組送到場效應開關管VT9的漏極（D極）。另一路經R80A、R80B、R80C、R80D對C8充電，當C8兩端電壓達到8.5V時，UC3843的7腳內的基準電壓發生器產生5V基準電壓，從8腳輸出，經R89、C42形成回路，對C42充電，當C42充電到一定值時，C42就通過UC3843很快放電，在UC3843的4腳上產生鋸齒波電壓，送到內部振蕩器，從UC3843的6腳輸出脈寬可控的矩形脈沖，控制開關管VT9工作在開關狀態。VT9工作后，在T1的4-3反饋繞組上感應的脈沖電壓經R15限流以及VD4、C8整流濾波后，產生12V左右直流電壓，將取代啟動電路，為UC3843的7腳供電。

②穩壓調節電路　當電網電壓升高或負載變輕，引起T1輸出端+5V電壓升高時，經R22、R23分壓取樣后，加到誤差放大器U6（TL431）的R端電壓升高，導致K端電壓下降，光電耦合器U3內發光二極管電流增大，發光加強，導致U3內光敏三極管電流增大，相當于光敏三極管ce結電阻減小，使UC3843的1腳電壓下降，控制UC3843的6腳輸出脈沖的高電平時間減小，開關管VT9導通時間縮短，其次級繞組感應電壓降低，5V電壓輸出端電壓降低，達到穩壓的目的。若5V電壓輸出端電壓下降，則穩壓過程相反。

③保護電路　欠電壓保護電路：當UC3843的啟動電壓低于8.5V時，UC3843不能啟動，其8腳無5V基準電壓輸出，開關電源電路不能工作。當UC3843已啟動，但負載有過電流使T1的感抗下降，其反饋繞組輸出的工作電壓低于7.6V時，UC3843的7腳內部的施密特觸發器動作，控制9腳無5V輸出，UC3843停止工作，避免了VT9因激勵不足而損壞。

過電流保護電路：開關管VT9源極（S）的電阻R87不但用于穩壓和調壓控制，而且還作為過電流取樣電阻；當因某種原因（如負載短路）引起VT9源極的電流增大時，R87上的電壓降增大，UC3843的3腳電壓升高，當3腳電壓上升到1V時，UC3843的6腳無脈沖電壓輸出，VT9截止，電源停止工作，實現過電流保護。

（3）待機控制電路　開機時，MCU輸出的ON/OFF信號為高電平，使加到誤差放大器U8的2腳電壓為高電平，U8的1腳輸出低電平，三極管VT6導通，光電耦合器U5的發光二極管發光，光敏三極管導通，進而控制VT5導通。這樣，由副開關電源產生的VCC1電壓可以加到TDA16888的9腳。

待機時，ON/OFF信號為低電平，使加到誤差放大器U8的2腳電壓為低電平，U8的1腳輸出高電平，三極管VT6截止，光電耦合器U5的發光二極管不能發光，光敏三極管不導通，進而控制VT5截止。這樣，由副開關電源產生的VCC1電壓不能加到TDA16888的9腳，TDA16888停止工作。