第三章　開關電源設計典型電路及設計實例

第一節　降壓開關電源

一、技術指標

在一些線性電源產生的熱量對電路來說無法忍受的場合,開關電源就可以作為板載電源使用。前置粗調節器的輸出在10~18V之間變化,板載電源的輸出電壓為+3.3V。

在這個設計例子中,特意不用高度集成的Buck控制IC,這是為了更好的演示開關電源器件的選擇和設計過程,見圖3-1。

圖3-1　10W降壓開關電源的幅頻和相頻博德圖

主要技術指標為:

輸入電壓范圍:DC+10~(+14)V

輸出電壓:DC+5V

最大輸出電流:2A

輸出電壓紋波峰峰值:+30mV

輸出精度:+1%

二、常用技術參數與元件參數的計算

1.“電流”預先估計

輸出功率:+5.0×2=10.0W(max)

輸入功率:P_out/η_Est=10.0/0.80=12.5W

功率開關損耗:(12.5-10)×0.4=1.0W

續流二極管損耗:(12.5-10)×0.6=1.5W

2.輸入平均電流

低電壓輸入時:12.5/10=1.25A

高電壓輸入時:12.5/14=0.9A

估計峰值電流:1.4I_out(rated)=1.4×2.0=2.8A

要求的工作頻率:100kHz。

3.電感設計

最差工作條件是發生在高輸入電壓的情況。

L_min=

==82.6μH

式中,V_in(max)為輸入電壓最大值; V_out為輸出電壓;I_out(min)為最小負載電流;?_sw為工作頻率。

電感采用在J型引線塑料安裝板上安裝的表面安裝環形電感。從很多廠商那里都可以得到標準表面安裝的電感,在這里選用Coilcraft公司的器件,型號為DO3340P-104。

4.選擇功率開關和續流二極管

功率開關:功率開關選用P溝道的功率MOSFET。最大輸入電壓是DC18V,因而V_DSS額定值要大于30V。峰值電流為2.8A,同時為了使損耗小于1W,所以可以估算R_DS應小于:

R_DS(on-max)=P_D(est)/

=1/(2.8)²=0.127Ω

這里選用的是常用的SO8封裝,導通電阻為0.045Ω的FDS9435型P溝MOSFET。

5.續流二極管

為了減小導通損耗和開關損耗,續流二極管要選用肖特基二極管,這種二極管在3A峰值,它的導通電壓是可以接受的。MBRD330在流過3A電流時的壓降為0.45V(+25℃)。

6.輸出電容

輸出電容值由下式決定:

C_out(min)=

==429μF

對輸出和輸入濾波電容主要關心的是流過這些電容的紋波電流。在這種情況下,紋波電流與電感上電流的交流分量是相同的。電感電流的最大值是2.8A,紋波電流的峰值約為1.8A,紋波電流的有效值約為0.6A(大約為峰值的1/3)。

這里選用的是表面安裝的鉭電容,這種電容的ESR只有電解電容的50%。在周圍環境溫度為+85℃時,建議將電容的容量降額30%。最好是選用AVX公司生產的電容,AVX公司的電容的ESR很小,這樣就允許流過比較大的紋波電流。這些電容比較特殊,并不常用。下面的任何一種電容都可以滿足輸出要求。

AVX公司:

TPSE477M010R0050　　470μF(20%),　　　　10V,50mΩ,1.625A(有效值)

TPSE447M010R0100 　　470μF(20%), 　　　　10V,100mΩ,1.149A(有效值)

Nichicon:

F751A477MD 　　　　　470μF(20%), 　　　　10V,120mΩ,0.92A(有效值)

同時滿足這種容量、額定電壓和ESR小的表面安裝電容很少。比較可行的辦法是把容量不小于設計值一半的兩個電容并聯起來,這樣可選擇的電容較多,ESR也比較小,在這種情況下,可以選用兩個330μF、10V的鉭電容并聯。下面列出的就是可選用的電容:

KEMET公司:

T510X337M010AS 　　　330μF(20%), 　　　　10V,35mΩ,2.0A(有效值)

Nichicon公司:

F751A337MD 　　　　　330μF(20%), 　　　　10V,150mΩ,0.8A(有效值)

7.輸入濾波電容

輸入濾波電容的電流與功率開關的電流波形一樣,這些電流波形是梯形的,它從1A的初始值上升到2.8A。輸入濾波電容的工作條件比輸出濾波電容要惡劣得多。估計梯形的電流的有效值時,可以把電流波形看成是由一個峰值為1A的矩形波和峰值為1.8A的三角波疊加組成。這樣估計得到的電流有效值大約是1.1A,電容值可以從下式算出:

C_in==

=125μF

電容的額定電壓越高,它的容量就越小,這樣可以用兩個68uF的電容并聯。可選用的電容如下:

AVX:(每個電源需要2個)

TPS686M016R0150　　68μF(20%),　　　　16V,150mΩ,0.894A(有效值)

AVX:(每個電源需要3個)

TAJ476M016 　　　　　47μF(20%), 　　　　16V,900mΩ,0.27Ω(有效值)

Nichicon:(每個電容需要3個)

F721C476MR 　　　　47μF(20%), 　　　　　16V,750mΩ,0.19Ω(有效值)

8.選擇控制器IC

Buck控制器IC所要考慮的性能如下:

① 可以直接從輸入電壓供電工作。

② 逐周過電流限制。

③ MOSFET驅動能力。

市場上有許多Buck控制芯片,在這里選用的是UC3873。這款芯片的內部電壓誤差放大器的參考電壓為1.5(1±2%)V。

9.設置工作頻率(C_t)

參考數據手冊,開關頻率是按下面公式設置:

C_t=1/(15×f_sw)=1/(15×100)

=666pF(取最接近的值為680pF)

10.電流檢測電阻(R₁)

這種IC的保護方式是逐周電流檢測,當電流信號超過0.47V的閾值時,就立刻關斷功率開關。

在設計時,在最大的電流峰值與保護的電流閾值之間留了25%的裕度(保護值為1.25×2.8A=3.5A)。

R₁=0.47/3.5=0.134Ω

最接近的電阻值為0.1Ω。

電壓檢測電阻分壓網絡(R₃和R₄)

R₄(下端的電阻):

R₄=1.5/1=1.49kΩ(1%)

這樣檢測的電流為1.006mA。

R₃(上端電阻):

R₃=(5.0-1.5)/1.006=3.48kΩ(1%)

11.電壓反饋環補償

這個例子是電壓型正激式變換器,為了得到最好的暫態響應,選用2個極點、2個零點的補償器。

12.確定控制到輸出特性

輸出濾波器的極點是由濾波電感和電容決定的,超過轉折頻率后,以-40dB/dec下降。濾波器的轉折頻率為:

f_fp=

==619Hz

由輸出濾波ESR引起的零點為(兩個ESR為120mΩ的電容并聯):

f_zest===4020Hz

電路的直流增益絕對值為

A_DC≈V_in/ΔV_enor=14/3.0=4.66

G_DC=20lg(A_DC)=13.4dB

13.設置補償器極點和零點的位置

閉環幅頻特性的穿越頻率不能高于20%的開關頻率(20kHz)。筆者在設計時發現,穿越頻率在10~15kHz之間,電路性能可以滿足多數應用要求。暫態響應時間為200μs。

f_xo=15kHz

首先假設補償后的系統回路增益是以-20dB/dec的斜率下降。為了得到15kHz的穿越頻率,放大器要增大輸入信號的增益,使博德圖上的曲線上移。

G_xo=20lg(f_xo/f_fp)-G_DC=20lg(15/619)-13.4=G₂=+14.3dB

A_xo=A₂=5.2(絕對值)

這就是為了得到所要的穿越頻率而需要的中頻帶的增益(G₂)。

在第一個補償零點處的增益為

G₁=G₂+20lg(f_ez2/f_epl)=+14.3+20lg(310/4020)=-8dB

A₁=-0.4(絕對值)

為了補償濾波器兩個極點,在濾波極點的一半處設置兩個零點:

f_ez1=f_ez2=310Hz

第一個補償極點設置在電容的ESR頻率(4020Hz)。

f_ez1=4020Hz

第二個補償極點通過對高于穿越頻率的增益衰減來維持高頻的穩定性:

f_ep2=1.5f_xo=22.5kHz

這樣就可以計算誤差放大器的補償參數:

G₇==

=586pF(取560pF)

R₂=A₁R₁=0.4×3.48=1.39kΩ(取1.5kΩ)

C₆==

=2.9μF(取2.2μF)

R₅=R₂/A₂=1.5/0.4=3.75kΩ(取3.9kΩ)

C₁₀==

=1814pF(1800取pF)

14.實際電路原理圖繪制(圖3-2)

圖3-2　10W Buck(降壓)電路