2.3 物理層會聚協議子層

IEEE 802.11p物理層標準定義了物理層會聚協義（PLCP）子層，主要用于將來自MAC子層的服務數據單元通過編碼、調制、映射等過程轉換為物理層服務數據單元，并在其頭部添加PLCP前導碼和幀頭，進而構成完整的物理層PLCP協議數據單元（PLCP Protocol Data Unit, PPDU），這些附加的信息對接收端的解調來說是至關重要的。

2.3.1 PPDU幀格式

PPDU的幀格式如圖2-2所示，由前導碼、幀頭、PLCP服務數據單元（PLCP Service Data Unit, PSDU）、尾比特及填充比特構成。PLCP頭中包含了后續PSDU的基本信息，如長度（LENGTH）、調制速率（RATE）、奇偶校驗位（Parity），以及服務域（SERVICE）等。長度、速率、校驗字段構成了PPDU幀的SIGNAL域，由于其中包含了該幀最重要的參數信息，物理層采用調制方式為BIT/SK且碼率為1/2的單個OFDM符號來傳輸。PLCP頭中的SERVICE和PSDU字段構成了DATA域，這部分數據采用RATE字段中指定的速率進行編碼調制（見表2-2），通常由可變數量的OFDM符號組成。SIGNAL域中尾比特的存在使得接收端在收到該符號后立即就可以對其進行解調和譯碼，這一點對于接收端來說是至關重要的，否則只能在接收到整個PPDU后才能進行解調和譯碼。此外，由于SIGNAL域采用了固定的調制方式和速率，即使接收端不支持后續數據符號的調制方式和編碼速率，它仍然能夠獲取該接收幀的基本信息，這一特性使得MAC子層的虛擬載波偵聽機制不會失效。

PLCP編碼過程很復雜，本節在此先給出概要的介紹，具體細節將在本章后續部分進行詳細描述。

1）產生PLCP前導碼，該前導碼由10個重復的短訓練符號（Short Training Sequence, STS）和2個重復的長訓練符號（Long Training Sequence, LTS）組成，前者主要用于接收端的自動增益控制、分集選擇、定時獲取、粗頻偏同步等處理過程，后者則用于信道估計及精頻偏估計等過程。

2）根據RATE、LENGTH等字段生成PLCP頭中的SIGNAL域和SERVICE域。為了使接收端能夠及時和可靠地獲取RATE和LENGTH，SIGNAL域后填充了6個“0”比特（使卷積編碼器回歸零初始狀態，接收端可以單獨對其譯碼），并采用1/2速率的卷積編碼和BIT/SK調制生成單獨的OFDM符號傳輸。

3）根據調制和編碼方式分別計算每個子載波攜帶的比特數（NBIT/SC）、每個OFDM符號攜帶的原始數據比特數（NDBIT/S），以及每個OFDM符號攜帶的編碼數據比特數（NCBIT/S），見表2-2。

4）擴展由SERVICE和PSDU構成的數據域比特流，使其長度為整數個OFDM符號（NDBIT/S的整數倍），且其后至少填充6個零比特。

5）使用非零偽隨機種子初始化擾碼生成器，并產生擾碼序列對擴展后的數據比特流加擾（將擾碼序列與數據比特流相異或）。

6）將6個已加擾的填充零比特替換成未加擾的零比特，它們將會使卷積編碼器重新回歸到初始零狀態。

7）采用效率為1/2的卷積編碼器對加擾后的數據流編碼，并按照速率要求執行鑿孔操作，刪除編碼輸出比特流中相對不重要的比特。

8）將編碼后的比特流按照每組NCBIT/S比特進行分組，然后按照數據速率對每組比特串進行信道交織操作。

9）對編碼和交織后的比特流進行分組（每組包含NBIT/SC比特），根據調制方式將每個分組轉換成一個復數（星座圖上的點）。

10）將上述復數串重新分組（每組48個數據），在后續處理過程中每個分組將被映射成一個單獨的OFDM符號。

11）插入4個導頻子載波，導頻子載波的相位受偽隨機序列調制。

12）采用逆傅里葉變換將每個OFDM符號的頻域序列轉換成時域序列，并在其前端擴展循環前綴，然后通過時域窗函數對其進行濾波處理。

13）通過上變頻將基帶信號轉換為射頻信號，串行傳輸每個OFDM符號的時域序列。

2.3.2 PLCP前導碼

IEEE 802.11p標準中，PLCP前導碼主要用于接收端的同步處理，其結構如圖2-3所示。圖2-3中t1～t10為10個重復的STS符號，T1和T2為兩個重復的LTS符號，整個前導訓練序列的長度為32μs。

STS訓練符號持續時間為1.6μs，共占據了12個子載波，可以通過下列序列對這12個子載波進行調制而得到：

其中，因子用于對OFDM符號的功率進行歸一化處理，其時域序列相應地可以表示為

其中，wSTS（n）為窗函數，定義為

短前導序列具有良好的周期性和偽隨機性，可以被接收端用于信號檢測、符號同步、粗頻偏估計等接收信號處理過程［2-4］。文獻［2］中使用STS符號的自相關函數來實現信號檢測和載波頻偏估計，其度量函數定義為

其中，r（n）為接收到的復基帶序列；R（n）為其自相關函數；P（n）為接收序列的平均功率。考慮度量函數值M（n）的統計特性：當接收序列為噪聲時其均值為零，當STS符號出現時其均值為接收序列的信噪比。因此，可以通過檢測度量函數M（n）的值來實現信號檢測，并粗略定位接收幀的起始位置。此外，令Δω=2πΔf/fs表示歸一化的收發信機載波頻偏，當接收序列為STS序列時，有

因此根據STS序列的自相關函數也可以粗略估計收發信機的載波頻偏［4］。

LTS符號主要用于接收端的信道估計和精頻偏估計等處理過程，它覆蓋了53個子載波，可以通過下列序列對子載波調制來得到：

考慮到循環前綴的存在，其時域序列可表示為

其中，wLTS（n）為類似于wSTS（n）的窗函數。令Hk為第k個子載波上的信道頻率響應。當發送序列為LTS符號時，不考慮窗函數的影響，接收序列可表示為

對接收到的LTS序列進行傅里葉變換可得

因此接收端可以利用LTS序列估計各子載波上的信道頻率響應［5］。此外，由于Lk的取值均為-1或1，接收機只需簡單地改變RLTS（k）的符號即可方便地進行信道估計，這一特點對接收機的實現來說是非常有利的，能夠有效降低其復雜度。在室內時不變信道的通信環境下該信道響應估計值可用于均衡后續所有OFDM數據符號，然而在室外高速移動的車輛通信環境下這種方案是不適用的，接收機必須在接收過程中跟蹤估計信道響應［6］。

2.3.3 數據加擾、卷積編碼和交織

IEEE 802.11p標準中，SERVICE、PSDU、幀尾及填充比特都需要采用循環長度為127的幀同步擾碼器加擾，該擾碼器的原理框圖如圖2-4所示，其生成多項式為可以表示為

物理層收發信機均采用相同的擾碼器。發送端首先采用一個非零的7位偽隨機二進制比特串來初始化擾碼器。由于原始SERVICE域的最后7位為零，接收端可根據這些零比特對應的加擾后的比特串估計發送端擾碼器的初始狀態。

為了增強傳輸的可靠性，物理層采用了約束長度為7的工業標準卷積碼作為信道編碼方案，其編碼效率為R=1/2，對應的生成多項式分別為g0=1338和g1=1718，即

其原理框圖如圖2-5所示，編碼比特流按照先A后B的順序輸出。通過對編碼效率為1/2的輸出比特流進行鑿孔，物理層也可支持3/4和2/3碼率的卷積碼，卷積編碼和鑿孔方案如圖2-5所示。

信道編碼機制只在檢測和糾正單個突發誤碼和較短的誤碼串時才有效，對于連續出現的長串誤碼是無能為力的。為了解決這一問題，物理層規定所有數據比特流需要進行信道交織。IEEE 802.11p物理層采用塊狀交織器，其分塊長度取決于所采用的編碼速率和調制方案，每個分塊的比特串對應一個完整的OFDM符號，即長度為NCBIT/S。交織過程是一個對輸入數據進行重新排列的過程，可分為兩個步驟。第一次排列對應的規則為

其中，k為重排之前二進制比特的序號；i為排列之后其對應的序號；函數floor表示不超過其輸入參數的最大整數。第二次重排列對應的規則為

其中，i為排列之前的序號；j為排列之后的序號；s=max（NBPSC/2,1）。上述交織過程可以：①保證相鄰的編碼比特被映射到不同的子載波上；②保證相鄰的編碼比特被交替地映射到星座點的高位和地位比特上。

由于物理層采用了約束長度為7的卷積編碼且信道交織是以OFDM符號為單位進行的，接收機在接收到一個完整的OFDM符號后即可進行解調和譯碼，而不用等到整個數據包接收完成。這種特性不利于抑制深度衰落造成的長串誤碼，然而另一方面卻使得一類數據子載波輔助的信道估計方法［7，8］得以應用于該標準來進行時變信道估計和跟蹤。

2.3.4 子載波調制映射和導頻插入

IEEE 802.11p標準的OFDM物理層帶寬為10MHz，整個頻帶分成了64個子載波，相鄰子載波之間的間隔為156.25kHz。在所有64個子載波中，48個用作數據子載波，每個數據子載波支持BIT/SK、QSPK、16QAM和64QAM的調制方式（由RATE字段決定，見表2-2）。子載波調制的過程首先是將交織后的比特流進行分組（每組包含NBIT/SC比特），然后將其映射為相應星座點對應的復數，星座圖采用格雷碼來編碼，其中BIT/SK、QPSK及16QAM的星座圖如圖2-6所示。

除了數據子載波外，每個OFDM符號中都會插入4個導頻子載波，它們分別是-21、-7、7和21號子載波（見圖2-7）。導頻對應的時域序列可通過對以下序列求取傅里葉變換來獲取：

此外，導頻子載波的極性在傳輸過程中不斷更新，受偽隨機序列pi（下標“i”表示一幀中的第i個OFDM符號）控制每個符號更新一次，pi可以采用與擾碼器相同的生成多項式（初始狀態為全“1”）來生成。導頻子載波可被接收端用于剩余相位跟蹤等信號處理過程。在時變信道估計方面，有些算法采用對導頻子載波處的信道估計值進行線性插值的方法來跟蹤信道變化［9-11］，然而由于IEEE 802.11p標準的物理層信號結構中導頻數量較少且間隔相對較大，這些算法并不能適用，需要對現有的標準做出修改。

綜合考慮數據子載波、導頻子載波及循環前綴，第n個OFDM數據符號的時域序列可以表示為

式中，wSYM（n）為窗函數；NSD=48為數據子載波的數量；NST=52為非空子載波的數量；NSC=64為全部子載波的數量；NGI=16為循環前綴的長度；dk,i為第i個數據符號的第k個子載波；M（k）為邏輯子載波0～47到頻偏索引-26～26的映射關系，定義為